External amplitude-phase modulation of laser radiation for generation of microwave frequency carriers and optical poly-harmonic signals

Full Text

Введение Радиофотоника [1-7] - междисциплинарная область науки, изучающая вопросы применения и обработки радиотехнических сигналов в оптическом диапазоне с использованием элементной базы интегральной и волоконной оптики. Первые работы и публикации, посвященные отдельным элементам систем радиофотоники, можно отнести к середине 1980-х годов, например, [8-9]. К этому же периоду относятся работы авторов [10-13], в которых, в частности, рассмотрены вопросы амплитудно-фазовой модуляции радиосигналами одночастотного когерентного излучения и его преобразования в симметричное двухчастотное с подавлением исходного. Впервые было показано, что при работе амплитудного электрооптического модулятора в «нулевой (минимальной)» точке модуляционной характеристики выходное излучение является двухчастотным, разнесенным на удвоенную частоту модуляции [13]. Практические эксперименты проводились в сантиметровом диапазоне. Работы, в которых данный эффект был использован за рубежом в миллиметровом диапазоне, относятся к началу 1990-х годов [14-15]. Современные методы и средства обработки радиосигналов в оптическом диапазоне длин волн применяются в различных радиотехнических системах оборонного назначения: РЛС предупреждения, разведки наземных и бортовых средств, радиоэлектронной борьбы и связи. К функциям передачи, приема и обработки информации в системах радиофотоники относятся: генерации несущих частот, частот гетеродинов, полигармонических и многочастотных излучений, их передачи по оптическому волокну и преобразования; формирования диаграмм направленности фазированных антенных решеток, измерения мгновенной частоты и фильтрации радиосигналов и др. Ключевым элементом систем радиофотоники является подсистема формирования модулированного лазерного излучения, обеспечивающая как перенос радиосигнала в оптический диапазон, например, с целью измерения мгновенной частоты, так и формирование полигармонического оптического сигнала с разностной частотой, лежащей в радиодиапазоне, например, для генерации непрерывной радиочастоты, равной разностной, после фотодетектирования. При этом, как правило, используются либо отдельный набор лазеров, разнесенных на частоту радиосигнала, либо лазеры с внутренней модуляцией или синхронизацией мод, либо лазеры с внешней модуляцией на основе электрооптических модуляторов с рабочим диапазоном частот до 40-60 ГГц амплитудного, фазового, амплитудно-фазового и поляризационного типов. В силу природной симметрии модулированных сигналов и наибольшего достижимого коэффициента модуляционного преобразования особенно широкое применение в системах радиофотоники нашла амплитудно-фазовая модуляция с полным или частичным подавлением опорного одночастотного излучения лазера. В статье с точки зрения определения требований к процессам амплитудно-фазовой модуляции и формирования полигармонического лазерного излучения с разностными частотами радиодиапазона обзорно рассмотрены основные структуры, характеристики, элементная база и направления развития систем радиофотоники. С общей точки зрения методы радиофотоники, рассмотренные в статье, можно классифицировать следующим образом: оптической генерации радиочастотных сигналов (раздел 1), генерации полигармонических оптических сигналов с радиочастотными компонентами кратными частоте модулирующей радиочастоты (раздел 2) и равными ей (раздел 3). Дополнительно рассмотрена элементная база для реализации амплитудно-фазовой модуляции в оптическом диапазоне (раздел 4) для задач генерации радио и оптических сигналов. 1. Оптическая генерация радиочастотных сигналов Перестраиваемые генераторы радиочастотных сигналов с низким уровнем фазовых шумов применяются в различных системах: РЛС, беспроводной связи, программно-определяемого радио, информационно-измерительных и т.д. [3]. Обычно, радиочастотные несущие генерируются с помощью сложных радиоэлектронных схем с многоступенчатым умножением частоты до достижения необходимого значения. Кроме того, во многих случаях сгенерированный радиочастотный сигнал должен быть распределен к удаленным устройствам. Распределение таких сигналов в электронной области на практике затруднительно из-за больших потерь в линиях распределения, например, коаксиальном кабеле. Благодаря широкой полосе пропускания и низким потерям современных оптических волокон, распределение радиочастотных сигналов по оптическому волокну является идеальным решением этой задачи и значительно упрощает требования к самим генераторам. 1.1 Оптическое гетеродинирование как основная процедура генерации Радиочастотные сигналы могут быть сгенерированы в оптической области с использованием процедуры оптического гетеродинирования, когда две оптические волны с разной длиной волны смешиваются в фотодетекторе. На выходе фотодетектора генерируется сигнал биений с частотой, соответствующей интервалу между длинами двух оптических волн. Предположим, что у нас есть две оптические волны: (1) (2) где E1, Е2 - значения их амплитуд, ω1, ω2 - угловых частот, а φ1, φ2 - фаз. Рассматривая ограниченную ширину пропускания фотодетектора, ток на его выходе может быть описан следующим образом: ~ (3) где А - амплитуда, определяемая значениями E1, Е2 и коэффициентом усиления фотодетектора. Как следует из формулы (3), сгенерирован электрический сигнал с частотой равной разности частот 1  2 двух оптических волн (1)-(2). Значения данной частоты может достигать терагерцевого диапазона, ограничением может быть только ширина полосы пропускания фотодетектора. Однако, использование двух несинхронизированных лазерных диодов приводит к тому, что полученный радиочастотный сигнал будет обладать высоким уровнем фазового шума, поскольку фазы двух волн φ1 и φ2 не коррелированы. Несколько предложенных методик [16-24] позволяют генерировать из двух оптических волн, синхронизированных по фазе, радиочастотные сигналы с низким уровнем фазового шума. К ним относятся методики синхронизации с захватом частоты [16, 17], ФАПЧ [18, 19] и комбинированная [20]. В ряде работ представлены генераторы на основе двухчастотных лазеров [21, 22]. Особого рассмотрения заслуживают методики, основанные на внешней амплитудно-фазовой модуляции одночастотного лазерного излучения [23-24]. 1.2 Генерация радиочастотных сигналов с помощью внешней модуляции Радиочастотные сигналы также можно генерировать посредством внешней модуляции [10-26]. Представим структурные схемы генераторов при работе в «минимальной» (рис.1,а) и «максимальной» (рис.1,б) точках модуляционной характеристики модулятора Маха-Цендера (ММЦ) [14, 15]. Электрический сигнал с удвоенной частотой 2fm был оптически сгенерирован с помощью электрического смещения ММЦ VB=0 в «минимальную» рабочую точку [14]. Сигнал миллиметрового диапазона 36 ГГц был получен при модулирующей частоте fm = 18 ГГц. а) б) Рис. 1. Генератор радиочастотного сигнала с внешней модуляцией лазерного диода и смещением ММЦ в «минимальную» (а) и «максимальную» (б) рабочие точки: ЛД - лазерный диод; ФД - фотодетектор; РФ - режекторный фильтр В [15] для генерации частоты в четыре раза большей частоты модулирующего сигнала 4fm использовался ММЦ, смещенный в «максимальную» точку его модуляционной характеристики VB=U, где U - полуволновое напряжение ММЦ. Оптическая несущая 0, а также гармонические составляющие 1-го и 3-го порядков были подавлены с помощью регулировки уровня модулирующего сигнала и режекторных фильтров. В качестве режекторных фильтров использовались перестраиваемые интерферометры Маха-Цендера и Фабри-Перо. Сигнал миллиметрового диапазона 60 ГГц был получен при модулирующей частоте fm = 15 ГГц. Для широкополосных обзорных РЛС, систем с растяжкой сигнала или программно-определяемых систем радиосвязи необходимо использовать радиочастотный сигнал с перестройкой частоты. В [23, 24] были продемонстрированы два подхода для генерации перестраиваемого по частоте радиочастотного сигнала с использованием оптического фильтра зафиксированного по длине волны: на основе амплитудного [23] и фазового [24] модулятора. Подавление оптической несущей осуществляется с помощью волоконной решетки Брэгга (ВРБ). Основными причинами наличия высших составляющих в выходном спектре амплитудного модулятора являются его нелинейная характеристика, температурная нестабильность, отклонение параметров преобразования от оптимальных и погрешность юстировки поляризаторов преобразователя. Все они вызывают отклонение рабочей точки и быстрый рост амплитуд паразитных спектральных составляющих. Ключевым преимуществом использования оптического фазового модулятора является отсутствие необходимости включения постоянного смещения, что исключает проблему дрейфа положения рабочей точки [24]. В отличие от ММЦ, которым можно управлять для выбора четных или нечетных гармонических составляющих, использование модулятора оптической фазы позволит генерировать их полный набор, включая оптическую несущую. Биения оставшихся после фильтрации в ВРБ оптической несущей боковых гармонических составляющих на выходе фотодетектора позволит сгенерировать радиочастотный сигнал. Необходимо отметить, что высшие оптические гармоники, переданные через одномодовое волокно, будут подвержены хроматической дисперсии, которая будет изменять соотношение фаз в боковых составляющих. Для сохранения соотношения одинаковых фаз, необходима компенсация дисперсии. В условиях компенсации экспериментально было продемонстрировано, что при модулирующей частоте, лежащей в диапазоне 18,8-25 ГГц, локально и дистанционно были получены две полосы сигналов миллиметрового диапазона 37,6-50 ГГц и 75,2-100 ГГц. 2. Генерация полигармонических оптических сигналов с радиочастотными компонентами кратными модулирующей радиочастоте 2.1 Применение полигармонических излучений в системах радиофотоники Радиофотонные системы оборонного и гражданского назначения в своем развитии, определяемом широким спектром предъявляемых требований, все более стремятся к реализации широкополосных и высокочастотных технологий [1-7]. Многоканальные приемники - одна из таких технологий - предназначенная для мониторинга широкого частотного диапазона и реализации аналого-цифрового преобразования. Для их построения используются полигармонические радиофотонные гетеродины, для переноса измеряемых сигналов в единый диапазон промежуточных частот. Как правило, такие гетеродины реализуется на основе ряда отдельных генераторов, либо одного генератора с множеством выходов, построенных на основе петель ФАПЧ и управляемых напряжением осцилляторов. Недостаток указанных систем - их сложность, определяемая числом каналов, равным числу генерируемых частот. Многочастотное лазерное излучение с эквидистантными радиочастотными гармоническими составляющими находит все более широкое применение в телекоммуникационных и сенсорных волоконно-оптических системах. Вопросы его формирования относятся к методам и средствам полигармонической или маломодовой радиофотоники. Технологии обработки сигналов радиодиапазона в спектре оптических длин волн применяются в современных радиофотонных системах формирования, передачи, приема и обработки информации, в телекоммуникационных системах широкополосного доступа RоF, WiMax, UMTS и др.. Многочастотное зондирующее излучение используется в сенсорных волоконно-оптических системах на волоконных решетках Брэгга или внутриволоконных интерферометрах Фабри-Перо [27]. Задача обеспечения высоких динамических и статических характеристик обработки радиосигналов в системах радиофотоники решается путем использования фотонных фильтров с коэффициентами, характеристики которых однозначно определяются параметрами формируемого для их синтеза полигармонического излучения. В RoF-системах радиосигналы передаются по волокну на одной или нескольких оптических несущих между центральной и базовыми станциями, после чего излучаются в радиодиапазоне. Применение сетки несущих позволяет упростить построение базовых станций и реализацию процессов гетеродинирования и обработки сигналов. Параметры RоF-систем однозначно определяются параметрами полигармонического излучения, используемого для синтеза сетки несущих. Чистота спектра и стабильность амплитуд составляющих полигармонического или многочастотного зондирующего излучения при различных законах их распределения - равномерном, гауссовом и т.п. - с одной стороны, однозначно определяет метрологические характеристики сенсорных систем, а с другой, однозначно определяется методами и средствами формирования [28]. Однако применение большинства известных путей формирования высококачественного полигармонического излучения и обеспечения требуемых качественных характеристик указанных выше систем не всегда позволяет реализовать конструктивно простое и стабильное по характеристикам устройство [29]. 2.2 Полигармонические генераторы на основе каскадирования модуляторов Рассмотрим ряд существующих решений для генерации плоского спектра, состоящего из множества спектральных гармонических составляющих, на основе [30-36]. Основное требование к системам оптической полигармонической генерации (СОПГ) остается прежним - фазы составляющих, генерируемых СОПГ, должны быть строго синхронизированы. Использование лазера с пассивной синхронизацией мод [30] позволяет получить желаемый спектр, однако межчастотный интервал остается низким. Для его увеличения используются методы на основе каскадно-соединенных ЭОМ [31-36]. Данные методы, в определенной модификации, могут быть использованы и для получения радиочастотных сигналов, рассмотренных в разделе 1, с целью получения разноса двух смешиваемых частот в 6-12 раз. Их основное преимущество высокая стабильность межчастотного интервала, возможность его перестройки и простота реализации. Однако, число получаемых спектральных линий одной амплитуды ограничено, либо для их достижения необходимо использовать радиочастотное излучение высокой мощности. В [31] на основе двух каскадно-соединенных ЭОМ интенсивности получено 9 линий, неравномерность амплитуд которых составляет 2 дБ, и 25 линий, неравномерность амплитуд которых составляет 1 дБ, на основе двух каскадно-соединенных поляризационных ЭОМ [32]. Недостатком такого решения является необходимость использования двух различных радиочастотных генераторов для управления каждым ЭОМ. В [33] на основе двух каскадно-соединенных амплитудных ЭОМ получено 11 линий, неравномерность амплитуд которых составляет 2 дБ, при этом амплитуда управляющего напряжения составила 3,5Uπ. 15 линий, неравномерность амплитуд которых составляет 1 дБ, на основе каскадно-соединенных ЭОМ интенсивности и фазы, при этом амплитуда управляющего напряжения модулятором фазы составила 3Uπ [34]. Большее число линий может быть получено при каскадировании трех и более ЭОМ [35, 36], при этом управляющее напряжение может достигать 7Uπ. В [37] рассмотрено каскадирование поляризационного (ПМ) и фазового (ФМ) модуляторов, при этом общая схема (рис. 2,а) не содержит устройств смещения рабочей точки, оптических фильтров, делителей или умножителей частоты. Возможность управления поляризацией в ПМ и простота ФМ позволили получить СОПГ на 9 линий соответственно с неравномерностью амплитуд в 1 дБ (рис. 2,б). Рис. 2. Структурная схема (а) генератора и его выходной комбинированный спектр (б) [53]: ПЛ - перестраиваемый лазер, КП - контроллер поляризации, ГРЧ - генератор радиочастоты, ФВ - фазовращатель; ОАС - оптический анализатор спектра Оптическое поле на выходе ПМ может быть описано следующим образом: ∝ (4) где   угол между осями поляризации поляризатора и ПМ,   разность фаз между ортогональными составляющими излучения, распространяющихся в ПМ, β_1  индекс фазовой модуляции в ПМ. На выходе ФМ, используя преобразование Якоби-Ангера, получим (5) где β_2  индекс фазовой модуляции в ФМ. Как видно из (5) четыре параметра , , β_1 и β_2 определяют характеристики сгенерированного комбинированного спектра. В известном решении на основе модулятора интенсивности и ФМ используются три параметра [34], однако мощность радиосигнала, управляющая модуляторами, в случае [37] значительно меньше. 2.3 Полигармонический генератор на основе двухпортового ММЦ При реализации ОКГ с меньшим числом линий, наиболее простым вариантом является его построение на основе ДПММЦ [38]. Напряженность поля сигнала на его выходе описывается следующим выражением: 6) где Δφ1(t) and Δφ2(t) - фазовые сдвиги в первом и втором портах (плечах) модулятора, Ein - амплитуда входного оптического сигнала. Фазовые сдвиги определяются воздействием модулирующих сигналов Vi(t) и заданными рабочими точками на склоне модуляционной характеристики ДПММЦ (i=1, 2 - номер порта (плеча) модулятора): (7) Найдем передаточную функцию ДПММЦ через отношение напряженностей выходного сигнала к входному: (8) Положив для устранения фазового чирпа модулятора V1(t)=V2(t), получим: (9) где V - амплитуда модулирующего сигнала. Учитывая (9), получим следующее выражение: (10) где Приняв в выражении (10) sinY = 0, получим: (11) тогда спектральный состав выходного сигнала модулятора будет определяться параметрами функций Бесселя 1-го рода 2k-го порядка: (12) При Δφ = π получим: (13) Анализ выражения (13) показывает, что выходной сигнал содержит излучение на частоте несущей ω0 и боковые симметричные полосы, состоящие из четных гармонических составляющих радиочастоты  (ω0+ 2kωRF) и (ω0 - 2kωRF). Приняв в выражении (10) sinY = 1, получим или Тогда Приняв Δφ = π, получим После элементарных математических преобразований, принимая во внимание соотношение для X, получим выражение для напряженности выходного оптического излучения, которая будет определяться функциями Бесселя 1-го рода (2k+1)-порядка: (14) Из (14) видно, что несущая частота ω0 подавлена, а излучение состоит из двух симметричных полос с нечетными гармоническими составляющими радиочастоты  (ω0+(2k+1)ωRF) и (ω0-(2k+1)ωRF). 2.4. Формирование полигармонического излучения с равномерным распределением амплитуд Покажем, что управляя параметрами модуляции, можно получить полигармонический сигнал с различным спектральным составом. Для нечетных гармоник результаты численного моделирования сведены в табл. 1, а результаты моделирования в пакете Optisystem 7.0 представлены соответственно на рис. 3, а-в. Для четных гармоник результаты численного моделирования сведены в табл. 2, а результаты имитационного моделирования в пакете Optisystem 7.0 представлены соответственно на рис. 4, а-б. Таблица 1. Параметры модуляции и выходного излучения для получения нечетных гармоник Параметры модуляции и амплитуда Количество спектральных составляющих N Две Четыре Шесть Восемь Х 1,84 3,05 5,31 7,90 J1(X) 0,582 0,319 0,346 0,220 J3(X) 0,105 0,319 0,302 0,289 J5(X)  0,046 0,300 0,210 J7(X)   0,073 0,314 Таблица 2. Параметры модуляции и выходного излучения для получения четных гармоник Параметры модуляции и амплитуда Количество спектральных составляющих N Одна Три Пять Семь Х 0 1,828 4,22 6,59 J0(X) 1 0,323 0,373 0,27 J2(X) 0 0,323 0,323 0,31 J4(X) 0 0,025 0,323 0,27 J6(X) 0 0 0,06 0,31 Рис. 3. Излучение на выходе ДПММЦ (нечетные гармоники): а - двухчастотное; б - четырехчастотное; в - шестичастотное Рис. 4. Излучение на выходе ДПММЦ (четные гармоники): а - одночастотное; б - трехчастотное Полученные полигармонические излучения характеризуются неравномерностью амплитуд и уровнем подавления боковых составляющих. Для N[2, 4] неравномерность равна 0, а уровень подавления не меньше 15-20 дБ (выделено светлой заливкой ячеек в табл. 2 и табл. 3). Для N[5, 8] неравномерность не превышает 2,5 дБ, а уровень подавления не меньше 20-25 дБ (выделено темной заливкой ячеек в табл. 2 и табл. 3). Знак «» определяет начальную фазу  спектральной составляющей. Управление параметрами выходного излучения осуществляется выбором амплитуд и разности фаз напряжений модуляции, а также напряжений постоянного смещения ДПММЦ. 3. Генерация полигармонических оптических сигналов с радиочастотными компонентами равными модулирующей радиочастоте Рассмотрим переход от амплитудно-модулированного сигнала со стопроцентной модуляцией к сигналу биений. Это переход можно осуществить либо за счет подавления несущего колебания, либо за счет переключения фазы амплитудно-модулированного сигнала в момент достижения его огибающей нулевого значения. Спектры исходного квазигармонического колебания со структурой амплитудно-модулированного сигнала (а) и спектры преобразованных колебаний со структурой сигнала биений, полученных по первому (б) и второму (в) вариантам, представлены на рис. 5. И в этом случае полученные спектры существенно отличаются по разностным частотам 2 (рис. 5,б) и  (рис. 5,в) в зависимости от способа преобразования. Рис. 5. Спектр амплитудно-модулированного сигнала до (а) и после преобразования по первому (б) и второму (в) вариантам. Рассмотрим первый вариант реализации. Генератор радиочастотного сигнала сантиметрового диапазона был построен нами на принципах амплитудно-фазовой модуляции в классическом амплитудном электрооптическом модуляторе (АЭОМ) на кристалле метаниобата лития LiNbO3, класс симметрии 3m [10-13, 25-26]. Соединение АЭОМ с ЛД и ФД осуществлялось с помощью волоконно-оптических пигтейлов. При работе генератора в «нулевой» точке модуляционной характеристики выходной спектр описывается выражением , (15) где 0 - угловая частота оптического излучения, а  - модулирующего; индекс j в данном выражении указывает на то, что выходное излучение ортогонально вектору поляризации исходного излучения; J2k+1(z) - функция Бесселя (2k+1)-го порядка. При полуволновом напряжении Um = U/2 получим z=/2, J1(z)=0,64, J3(z)=0,06. Одночастотный входной и двухчастотный выходной спектры излучения генератора, а также радиочастотный сигнал на выходе ФД показаны на рис. 6, а-в соответственно. Максимальный коэффициент преобразования (15) равен 0,64. При коэффициенте преобразования 0,58 коэффициент нелинейных искажений не превышает 1%. Есть еще два важных момента, которые стоит отметить,  это равенство амплитуд спектральных составляющих и противоположность их фаз, что важно, например, для генерации солитонов [39] и построения фотонных фильтров радиочастотных сигналов [29, 40-41], вне зависимости от расположения рабочей точки, и простота перестройки частоты, что объясняется использованием одного модулирующего сигнала. а б в Рис. 6. Спектр входного (а) и выходного (б) излучения АЭОМ, осциллограмма радиочастотного сигнала (в) на выходе ФД (рис. 1, а) Возможность возникновения четных составляющих в спектре выходного излучения, показанная в (16), может быть полезна при генерации RZ и CSRZ последовательностей импульсов [40]: . (16) Теоретические результаты анализа спектра на выходе предлагаемого генератора приведены в табл. 3, и получены в предположении, что модулятор смещен при нулевом приложенном напряжении , а поляризаторы либо ортогональны ==45, либо параллельны ==45. Таблица 3. Выходные спектральные характеристики АЭОМ Спектр излучения на выходе АЭОМ =45, =45, =45, =45, С выхода АЭОМ излучение поступает на поляризационный светоделитель, у которого одна из главных осей ориентирована на угол 45° к ЭОМ. На двух выходах поляризационного светоделителя получим два оптических сигнала по двум главным осям, причем один сигнал состоит из всех оптических частот четного порядка, а другой из всех оптических частот нечетного, что позволит получить как RZ, так и CSRZ последовательности импульсов соответственно в диапазоне 0,3 - 1 ГГц, определяемом полосой пропускания АЭОМ [40]. Вся система эквивалентна генератору импульсов, который состоит из фазового модулятора и взаимодействующей пары гребенчатых фильтров для выборки четных и нечетных боковых полос. Главное преимущество предлагаемого метода заключается в том, что для разделения последовательностей не используется физическая пара взаимодействующих гребенчатых фильтров, что делает регулировку частоты повторения значительно проще. Второй вариант источника двухчастотного излучения был смоделирован на базе двухпортового (ДП) ММЦ (рис. 7) [29]. При моделировании радиочастотный сигнал с частотой 10 ГГц подавался на оба порта ДПММЦ. Напряжение смещения изменяет фазовую задержку между интерферирующими оптическими волнами на выходе ДПММЦ и таким образом меняет интенсивность выходного сигнала. Максимум передаточной функции соответствует случаю, когда разность фаз кратна 2π радиан (конструктивная интерференция), а минимум пропускания имеет место, когда разность фаз кратна π радиан (деструктивная интерференция). Рис. 7. Схема устройства формирования симметричного полигармонического излучения на базе ДПММЦ Полуволновое напряжение ДПММЦ Uπ определяется как разность напряжений смещений, соответствующих максимуму и минимуму пропускания на модуляционной характеристике. В работе [41] было показано, что симметричное двухчастотное излучение с подавленной несущей было получено при следующих условиях: разность в прикладываемых напряжениях смещения должна соответствовать полуволновому напряжению ΔVB = VB1 - VB2= Uπ, а прикладываемые модулирующие напряжения должны быть одинаковы по амплитуде, но противоположны по знаку U1RF(t) = - U2RF(t), что позволит устранить фазовый чирп выходного сигнала Тогда спектр выходного сигнала будет иметь вид: (17) Спектр входного одночастотного и выходного двухчастотного излучений представлены на рис. 8, а и рис. 8, б соответственно. а б Рис. 8. Спектры лазерного излучения на входе (а) и на выходе (б) ДПММЦ: ω0 = 193 ТГц, ωRF = 20 ГГц, разнос между компонентами двухчастотного сигнала составляет 40 ГГц, подавление несущей и паразитных компонент спектра составляет 20 дБ Рассмотрим второй вариант реализации. Простейшим колебанием, удовлетворяющим этим требованиям, является колебание вида , где S1  его постоянная амплитуда, а   начальная фаза. При этом фазу несущего колебания 0 будем коммутировать на  при прохождении модулирующего колебания минимума. В случае амплитудной модуляции колебанием S1(t) колебания коммутируемой несущей получим результирующее колебание, имеющее спектр следующего вида (18) где m  коэффициент амплитудной модуляции. Из анализа (18) видно, что первое слагаемое в больших квадратных скобках определяет спектр коэффициентов ряда Фурье коммутируемой несущей, а второе и третье описывают подавляющее воздействие на его составляющие модулирующим колебанием. Степень подавления зависит от коэффициента модуляции m. Приняв E3 = 0, получим, что оптимальный коэффициент модуляции mopt = 5/9, при этом результирующее колебание практически двухчастотно (E1=0,76E0), так как амплитуда спектральных составляющих En  E1/15 для n  5. При изменении коэффициента модуляции в пределах (0,85 - 1,15) mopt коэффициент нелинейных искажений выходного колебания не будет превышать 1%. Полного подавления боковых составляющих с n  3 можно добиться при использовании для амплитудной модуляции колебания вида S2(t) = S0sint. Тогда результирующее колебание будет иметь следующий спектр (19) где b - коэффициент амплитудной модуляции. Амплитуда спектральных составляющих будет определяться коэффициентами ряда Фурье и для n=1 E1=[2E0/][1b]+[E0b/4], а для n3 En =[2E0/n][1b]. При bopt=1 спектр содержит две полезных составляющих на частотах 0+ и 0, паразитные составляющие полностью подавлены. При изменении коэффициента модуляции в пределах (0,7-1)bopt коэффициент нелинейных искажений выходного колебания не будет превышать 1%. Двухчастотный спектр может быть получен полной реализацией метода Ильина-Морозова с помощью амплитудного ММЦ (АММЦ), работающим на линейном участке рабочей характеристики, и фазового (ММЦ). При этом для управления ФММЦ используется блок преобразования (ГРЧ А - ГРЧ Ф) синусоидального сигнала с частотой  в меандр с частотой /2 для фазовой коммутации с соответствующими амплитудами управляющих напряжений U, который представлен на рис. 8 и ранее нами не рассматривался. ВБР используется для дополнительного подавления оптической несущей источника лазерного излучения ИЛИ. Рис. 8. Генератор двухчастотного симметричного излучения. Спектр излучения для двух составляющих на выходе модуляторов в данном случае описывается выражением: . (20) Как видно из (20) разностная частота между составляющими двухчастотного излучения Ω равна частоте модулирующего сигнала. Составляющие высших гармоник можно не учитывать в силу малости их амплитуд. Получено сужение разностной частоты в два раза по сравнению с классическими схемами ее удвоения, применяемыми в практике известных радиофотонных систем, например, при использовании одного АММЦ, работающего для подавления несущей в «нулевой» точке модуляционной характеристики, как указывалось в (15) и (17). 4. Электрооптические модуляторы для систем радиофотоники В применениях радиофотоники в основном используются двухканальные ЭОМ на основе интерферометра Маха-Цендера, реализующие амплитудную, фазовую и амплитудно-фазовую модуляцию. При приложении электрического поля к одному из двух параллельных электродов в первом оптическом канале происходит изменение коэффициента преломления и возникает разница фаз относительно оптической волны, распространяющейся во втором канале, которая определяет интенсивность и фазу сигнала на выходе модулятора. В настоящее время активно используются ЭОМ как на основе ниобата лития LiNbO3, так и на основе арсенида галлия GaAs и фосфида индия InP, оптимизированные для работы в диапазонах длин волн 1,3-1,6 мкм. В случае использования подложек InP имеется возможность создания фотонных интегральных схем, включающих в себя лазеры, модуляторы, мультиплексоры по длине волны, волноводы и управляющую электронику. Для получения эффективной модуляции в компактном интегрированном модуляторе необходимо обеспечить наибольшее изменение коэффициента преломления в модуляторной секции, при незначительном увеличении ее коэффициента поглощения и при приложении возможно меньшего напряжения к модулятору. Основными характеристиками LiNbO3 модуляторов являются полуволновое напряжение, рабочая полоса частот, вносимые оптические потери, стабильность по температуре и положению рабочей точки, оптическая чувствительность по коэффициенту преломления. Основное их назначение - работа в полосе частот до 40-60 ГГц. Технология модуляторов указанного класса наиболее приспособлена к работе с сигналами СВЧ и КВЧ диапазонов. Однако существует и ряд недостатков, связанных с появлением фазовых искажений и неравномерности рабочей характеристики около верхней границы частотного диапазона. Основными фирмами - производителями LiNbO3 модуляторов являются JDSU, Avanex, Sumitomo, Photline и EOSPACE. Арсенид галлия GaAs и фосфид индия InP в силу своих оптических свойств и высокого потенциала для интеграции в компактные многофункциональные устройства, а также отсутствия симметрии в кристаллической структуре, играют важную роль в области расширения частотного диапазона обрабатываемых сигналов и создания перспективных систем радиофотоники. Условно их частотный диапазон можно оценить как до 100 ГГц для GaAs и свыше 100 ГГц для InP. Несмотря на относительно малое значение электрооптического коэффициента (r41=1,4 пм/В) и высокий коэффициент преломления (до 3,4), обеспечение 100%-го по объему кристалла взаимодействия оптического и электрического поля определяют высокую электрооптическую эффективность полупроводников GaAs и InP, сравнимую с достижимой в LiNbO3. Однако, полученный при этом параметр «напряжение-длина» (U_π L_π) составляет в среднем 9 Всм, при предполагаемом 5,5 Всм, что позволяет делать ЭОМ меньшей длины и размеров, чем модуляторы на основе LiNbO3. Основным поставщиком ЭОМ на основе арсенида галлия GaAs и фосфида индия InP является фирма Bookham. Особое место в системах радиофотоники занимает поляризационный модулятор фирмы Versawave Technologies [42]. Поляризационный модулятор (ПолМ) представляет собой специальный фазовый модулятор, который поддерживает обе моды ТМ и ТЕ, обеспечивая модуляцию фазы в каждой из них, но с противоположным знаком. Такая модуляция достигается при настройке контроллером поляризации вектора поляризации исходного излучения таким образом, чтобы его положение составляло 45 с одной из принципиальных осей ПолМ. Нормированное оптическое поле на выходе ПолМ может быть описано следующим образом: (21) где β_1  индекс фазовой модуляции в ПолМ, который определяется как β_1=(πU_P)⁄U_π при соответствующих значениях амплитуды модулирующего напряжения U_P и полуволнового напряжения U_π. Контроллер поляризации на выходе ПолМ позволяет либо объединить обе составляющие, либо выделить каждую из них. ПолМ изготавливается по технологии GaAs, обладает коэффициентом контрастности 20, вносимыми оптическими потерями 3,5 дБ и полуволновым напряжением до 3,5 В в диапазоне частот от 40 до 80 ГГц. При использовании модулятора указанного класса достаточно просто реализуются все виды модуляции, включая амплитудно-фазовую, полученную нами на кристаллах LiNbO3 и представленную в работах [10-13, 29]. Заключение Обзорные исследования, представленные в настоящей статье, показали, что развитие радиофотонных систем сдерживается сложностью формирования стабильных по частоте и синхронизированных по фазе излучений источника зондирования и гетеродина с возможностью их перестройки по частоте в общем случае по произвольному закону и с произвольной скоростью, что определяется необходимостью приема сигналов или измерений с требуемой чувствительностью и отношением сигнал/шум в широком диапазоне частот; Указанные проблемы могут быть решены построением радиофотонных систем на основе одночастотных непрерывных лазеров и амплитудно-фазовых электрооптических модуляторов (возможно использование поляризационных модуляторов). В основе решения поставленных задач лежит использование уникального метода [10-13], который получил название метода Ильина-Морозова, предложенного авторами в 1983 году и основанного на модуляции амплитуды и манипуляции фазы исходного одночастотного излучения для синтеза симметричных двухчастотных и полигармонических излучений. Выходное полигармоническое излучение при реализации метода Ильина-Морозова содержит в своей структуре симметричные относительно подавленной исходной составляющие, равной амплитуды и альтернативной фазы с разностной частотой, равной частоте модулирующего радиосигнала или ее удвоенному значению, и характеризуется высокой степенью спектральной чистоты при отклонениях параметров преобразования от оптимальных. Разработка метода была осуществлена на основе детального исследования модуляционных характеристик амплитудного электрооптического модулятора по напряженности электрического поля, в отличие от широко использовавшегося в то время анализа модуляционных характеристик по его интенсивности. Было показано, что при работе амплитудного электрооптического модулятора в «нулевой (минимальной)» точке модуляционной характеристики выходное излучение является не амплитудно-модулированным с боковыми частотами на удвоенной частоте модуляции, а двухчастотным с подавленной несущей и составляющими, разнесенными на удвоенную частоту модуляции [13]. В настоящей статье с использованием работ авторов [44-46] были показаны возможности генерации радиочастотных сигналов с низким уровнем фазовых шумов и генерации полигармонических излучений с радиочастотными компонентами. Кроме того, исследованы возможности применения технологий на основе ниобата лития, арсенида галлия и фосфида индия для создания элементов перспективных модуляционных систем радиофотоники в различных радиочастотных диапазонах. Работа выполнена при финансовой поддержке Министерства образования и науки Российской Федерации в рамках государственного задания на оказание услуг (выполнение работ) по организации научных исследований, выполняемых Казанским национальным исследовательским техническим университетом на кафедрах телевидения и мультимедийных систем, радиоэлектронных и квантовых устройств и в научно-исследовательском институте прикладной электродинамики, фотоники и живых систем (программы «Радиофотоника» З.1962.2014/К и «Развитие»).

About the authors

O. G Morozov

G. I Il’in

G. A Morozov

References

Supplementary files