Devices for measuring disbalance of differential parametric devices with intermediate frequency-time conversion

Full Text

Использование классического принципа двухканальности позволяет синтезировать измерительные устройства с качественно новым комплексом метрологических и эксплуатационных характеристик [1]. Двухканальность в средствах измерений, как правило, реализуется введением структурной и/или алгоритмической избыточности. Особенно эффективно применение указанного подхода в многопараметровых (многофакторных) измерениях, когда объект измерительного эксперимента характеризуется как информативными, так и неинформативными (в данном опыте) параметрами и необходимо обеспечить инвариантность результата измерения к последним. Сформулированная задача всегда актуальна при измерении различных физических величин с помощью датчиков. Наличие паразитных параметров датчиков либо изменение их «основных», информативных параметров под действием неконтролируемых различных вариаций внешних влияющих факторов существенно ограничивает достижимую точность и обусловливает необходимость введения специальных мер по устранению или существенному снижению влияния этих факторов. Структурная и алгоритмическая избыточность реализуется введением дополнительных каналов и/или тактов преобразования [2]. Вместе с тем при построении устройств измерения разбаланса дифференциальных датчиков возможно и целесообразно использование их «естественной» двухканальности, вследствие чего желаемый результат может быть достигнут относительно простыми средствами. Рассмотрим в качестве примера оригинальную схему средства измерения (СИ) разбаланса дифференциальных резистивных датчиков (ДРД) с промежуточным частотным преобразованием [3]. Одной из серьезных проблем, возникающих при использовании датчиков такого типа, является устранение влияния на результат измерения температурных изменений значения полного сопротивления плеч датчика, как правило, входящего в уравнение измерения. Рассматривая неконтролируемые флуктуации значения данного сопротивления как влияющий фактор, а связанное с измеряемым параметром физического объекта (ФО) изменение сопротивления (разбаланс) датчик ∆R как информативный параметр, в соответствии с принципом двухканальности необходимо организовать в СИ как минимум два канала, симметричных по влияющему фактору и ассиметричных по информативному параметру [3]. В данном случае в самой схеме ДРД реализуется пространственное разделение каналов. Рис. 1. Схема средства измерения разбаланса дифференциальных резистивных датчиков с промежуточным частотным преобразованием Основным узлом СИ (рис. 1) является измерительная схема (ИС), осуществляющая преобразование параметров датчика в напряжение сигнала сложной формы. ИС построена как интегратор, например, на операционном усилителе (ОУ), в цепь отрицательной обратной связи которого последовательно с интегрирующим опорным конденсатором С0 включен ДРД с полным сопротивлением 2R, где R – сопротивление каждого из плеч ДРД. Сигналы со среднего вывода датчика (т. 2) и с выхода ИС (т. 1) подаются на входы вычитающего устройства (ВУ) с различными коэффициентами масштабирования k1, k2 по входам. ВУ также целесообразно реализовать на базе ОУ, задавая значения k как соотношения сопротивлений резисторов во внешних цепях ОУ. Выходной сигнал ВУ подается на один вход сравнивающего устройства (СУ), построенного как дифференциальный усилитель-ограничитель также на базе ОУ. На другой вход СУ подается через резистивный делитель с коэффициентом деления d часть выходного напряжения СУ. Таким образом организуется положительная обратная связь, вследствие чего в схеме возникают релаксационные автоколебания. При включении питания на выходе сравнивающего устройства СУ за счет наличия положительной обратной связи возникает перепад напряжения, например, отрицательной полярности –U, который подается на вход интегратора через опорный резистор R0. На выходах 1 и 2 ИС появляются линейно во времени изменяющиеся напряжения – информативные сигналы, описываемые следующими выражениями: ; , где – параметры интегрирующей цепи ИС; – начальное сопротивление каждого из плеч датчика; – информативный параметр – разбаланс ДРД, обусловленный влиянием воспринимаемой датчиком физической величины; t – текущее время. Сигнал , снимаемый со среднего вывода ДРД, подается на инвертирующий, а сигнал , снимаемый с выхода ИС, – на неинвертирующий вход ВУ, выполненного так, что отношение коэффициентов масштабирования по входам ВУ равно двум: . Таким образом обеспечивается требуемая в соответствии с принципом двухканальности количественная асимметрия качественно идентичных каналов обработки информативного сигнала. На выходе ВУ при этом формируется сигнал, зависящий только от информативного параметра ДРД – разбаланса . Пусть, например, (n – произвольное число, значение которого задается из соображений удобства технической реализации); тогда модуль напряжения на выходе ВУ определяется выражением . Этот сигнал подается на инвертирующий вход СУ, где сравнивается с напряжением, подаваемым с его же выхода через делитель напряжения с постоянным коэффициентом деления d. В момент равенства напряжений на входах СУ напряжение на его выходе скачкообразно изменяет свой знак на противоположный, и описанный процесс повторяется. Устанавливаются релаксационные автоколебания, период которых равен . (1) Из функции преобразования (1) видно, что период следования импульсов на выходе СУ зависит лишь от информативного параметра – разбаланса , причем линейно. Уравнение (1) содержит только параметры интегрирующей цепи ИС и отношение коэффициентов , что позволяет повысить точность преобразования за счет исключения влияния полного сопротивления датчика и его температурных изменений. Срыв колебаний при исключен за счет наличия «нулевого» периода . Легко может быть осуществлена также фиксация знака разбаланса. Принцип двухканальности позволяет синтезировать структуры инвариантных СИ для дифференциальных индуктивных и емкостных датчиков. Сложность измерения разбаланса таких датчиков заключается в том числе в наличии паразитных параметров (активных сопротивлений потерь в обмотках индуктивных и сопротивлений утечки в конденсаторах емкостных датчиков), существенно влияющих на результат измерения. Указанная проблема также решается за счет избыточности, т. е. введением в структуру СИ дополнительного по сравнению с базовой схемой рис. 1 канала (каналов) распространения сигнала ИС, несущего информацию об информативных и неинформативных параметрах датчика. Приведем в качестве примера модификацию вышерассмотренного СИ для дифференциального индуктивного датчика (ДИД) (рис. 2). Рис. 2. СИ для дифференциального индуктивного датчика На последовательно включенные и заземленные обмотки ДИД с параметрами подается знакопеременный линейно изменяющийся ток, формируемый с помощью интегратора с постоянной времени . Сигнал с выхода 1 ДИД подается на один из входов аналогового вычитающего устройства (ВУ) с коэффициентом масштабирования k; сигнал со средней точки ДИД (т. 2) подается на другой вход ВУ с коэффициентом масштабирования (-2 k). На второй вход сравнивающего устройства СУ с коэффициентом масштабирования d подается часть его же выходного сигнала. Преобразователь данного СИ также работает в режиме релаксационного автогенератора. Предположим, что в исходном (ненагруженном) состоянии датчика значения индуктивностей его обмоток равны (), сопротивления потерь обмоток в общем случае различны (). Период возникающих в схеме при нулевом разбалансе колебаний может быть определен аналогично предыдущему из следующего выражения: . Отсюда выражение для периода , (2) где . Значение периода , являющееся промежуточной величиной, фиксируется в устройстве анализа и управления УАиУ (на схеме не показано). При появлении разбаланса период изменяется так, что . (3) Значение также фиксируется в УАиУ. В принципе двух уравнений (2) и (3), являющихся уравнениями промежуточного время-импульсного преобразования в двух ассиметричных, разделенных во времени каналах, достаточно, чтобы определить (вычислить) искомое значение , а также значение , по которому может быть оценена, например, температура в зоне расположения датчика. Расчетная формула для – уравнение измерения – в этом случае имеет следующий вид: . (4) Исключить требуемые по (4) вычислительные операции можно с использованием способа [4], по которому в СИ организуется алгоритмическая избыточность в виде дополнительного, третьего такта работы. С этой целью коэффициент масштабирования СУ по второму входу (d) выполняется переменным. Пусть при начальном значении в УАиУ зафиксированы значения и (см. выражения (2) и (3)). В третьем такте при нагруженном датчике () путем изменения значения d по сигналу от УАиУ приводят значение периода к значению : . (5) Здесь – значение коэффициента d, при котором значение периода Т при ненулевом разбалансе равно . Совместное решение уравнений (2) и (5) дает простое итоговое уравнение измерения разбаланса: . (6) Здесь . Стабильность значения может быть обеспечена достаточно простыми средствами. Присутствие в итоговой формуле отношения коэффициентов масштабирования одного и того же ВУ по разным входам существенно снижает требования к стабильности определяющих значения данных коэффициентов элементов схемы. Описанный подход может быть с успехом применен для построения СИ разбаланса дифференциальных емкостных датчиков (ДЕД). В силу того, что эквивалентная схема плеча датчика достаточно адекватно представляется в виде параллельной -цепи, пространственное разделение каналов обработки можно осуществить непосредственно в СИ. Вариант построения функциональной схемы СИ для ДЕД приведен на рис. 3. Базовый преобразователь так же, как в устройствах, рассмотренных выше, работает в автоколебательном режиме. Выражение для периода Т автоколебаний может быть получено приравниванием нулю выходного напряжения ОУ; в этот момент происходит срабатывание сравнивающего устройства СУ, переключение полярности его выходного напряжения с изменением знаков всех напряжений в схеме на противоположные. Если обозначить , то Рис. 3. Функциональная схема СИ для дифференциальных емкостных датчиков . (7) Здесь – начальное значение сопротивления управляемого резистора . Как и в предыдущей схеме, УАиУ фиксирует значение при , а затем значение при некотором значении разбаланса ДЕД , подлежащем определению. В третьем такте при за счет изменения значения по сигналу с УАиУ устанавливается значение периода, равное . Пусть это равенство достигается при некотором значении сопротивления управляемого резистора . При этом выражение для определения получается весьма простым: , (8) где . Анализ показал, что точность определения информативных параметров датчиков и степень инвариантности результата измерения к неинформативным параметрам последних определяется в основном точностью фиксации выполнения условия равенства периодов . Последняя может быть обеспечена достаточно высокой, т. к. операция сравнения производится в цифровом виде. Стабильность параметров промежуточных каналов в устройствах измерения параметров реактивных датчиков необходимо обеспечивать лишь в течение максимум трех последовательных тактов одного цикла измерения, что существенно снижает требования к их узлам. Исходя из сущности рассмотренных алгоритмов целесообразно использовать реализующие их измерительные устройства в следящем режиме, когда фиксируется и «отрабатывается» лишь отклонение информативного параметра датчика от предыдущего значения.

About the authors

Pavel I Artamonov

Penza State Technological Academy

Postgaduate Student 1a/11, Gagarina st., Penza, 440605

Dmitry S Prochorov

Penza State Technological Academy

Postgaduate Student 1a/11, Gagarina st., Penza, 440605

References

Supplementary files