Designing of traction motor stators core

Full Text

Введение

Борьба с загрязнением окружающей среды и циклически повторяющийся энергетический мировой кризис привели к скачкообразному развитию тягового электропривода, преимущественно в области легковых транспортных средств (ТС). Автомобили с полностью электрической или гибридной силовой установкой являются более экологически безопасными по сравнению с ТС на двигателе внутреннего сгорания (ДВС), а эффективность применения электрической тяги для передвижения не вызывает сомнений.

Основой электропривода ТС является электрический тяговый двигатель (ТД), который имеет неоспоримые преимущества по сравнению с ДВС: высокий КПД, большую перегрузочную способность, широкий диапазон регулирования частоты вращения, возможность реализации прямого привода колес. Тип этого двигателя определяется на начальном этапе создания электромобиля. Основными требованиями к тяговому двигателю являются: высокая эффективность во всем диапазоне нагрузок; простота регулирования скорости и крутящего момента; высокая перегрузочная способность; малые масса и габариты; способность к рекуперативному торможению; широкий диапазон регулирования частоты вращения; простота и удобство обслуживания [1, 2]. Кроме того, важным фактором является его стоимость.

Помимо перечисленного от ТД требуется соответствие его характеристик всем возможным режимам движения ТС, которые условно можно разделить на следующие [3, 4]:

1. ТД должен обеспечивать постоянный момент до определенной частоты вращения, называемой «базовой скоростью». Обычно эта скорость лимитируется величиной выходного напряжения инвертора. На низкой частоте вращения требуется более высокий крутящий момент, так как чем больше постоянный крутящий момент, тем выше ускорение ТС. Это область постоянного момента.
2. Диапазон скоростей, в котором ТД должен обеспечивать постоянную мощность. Когда скорость доходит до «базовой», напряжение и ток инвертора достигают максимальных значений. При этом инвертор не в состоянии обеспечить дальнейший рост мощности ТД, поэтому данный диапазон называется областью постоянной мощности.
3. При увеличении скорости выше «базовой» происходит уменьшение крутящего момента ТД. Это область, где скорость ТС быстро растет, а мощность ТД не может оставаться постоянной, поэтому инвертор снижает ток силовой обмотки ТД.

В качестве тяговых двигателей в ТС принципиально возможно использование электромеханических преобразователей постоянного и переменного тока. В мировой практике электроавтомобилестроения наибольшее распространение получили IPM (insert permanent magnet) – синхронные двигатели с возбуждением от постоянных магнитов (ПМ). Они широко используются в гибридных автомобилях и электромобилях благодаря присущим им достоинствам, в том числе высокой плотности крутящего момента, эффективности и постоянству мощности в широком диапазоне изменения частот вращения [5, 6]. Благодаря конструктивной анизотропии индуктора (проводимость магнитного потока по осям d и q различна) IPM машины имеют более высокую плотность крутящего момента, чем другие электромеханические преобразователи. Правильно спроектированный двигатель может обеспечить хорошее ослабление потока и возможность перегрузки без негативных последствий.

Большое число научных публикаций и растущий интерес фирм-производителей тягового электрооборудования в Российской Федерации к возможности его практической реализации свидетельствует о перспективности данного научного направления. При этом ряд вопросов, связанных с проектированием и оптимизацией тяговых электрических двигателей, остаются нерешенными. В частности, отсутствует методика выбора конструкции якоря и индуктора на стадии расчета основных размеров ТД с магнитоэлектрическим возбуждением с учетом многообразия схем и способов исполнения обмотки, размещения ПМ в индукторе. Разработка методики определения размеров активной зоны двигателя и выбора типа обмотки является насущной задачей. В данной статье делается такая попытка. Электромеханический преобразователь с постоянными магнитами в гибридном ТС работает как двигатель в стандартном цикле движения или как генератор в период торможения и распределения мощности по бортовым системам. Базовый режим работы – двигательный, поэтому подход к разработке и созданию тягового ЭМП – как к проектированию двигателя.

Входные параметры электромагнитного расчета и границы их изменения

В техническом задании на проектирование ТД оговариваются величина пускового момента и диапазон рабочих скоростей ТС. Нагрузка тягового двигателя постоянно меняется при изменении режимов движения ТС. Зная скоростной профиль автомобиля (рис. 1), передаточное отношение главной передачи и диаметр колеса ТС, можно определить вращающий момент, который принимается за максимальный.

 

Рис. 1. Скоростной профиль автомобиля малой грузоподъемности в городском цикле

 

Из этих же данных находится среднее значение момента за рабочий цикл. При номинальной (базовой) частоте вращения этот момент соответствует выходной мощности. Тяговый двигатель обычно должен обеспечивать кратность пускового момента не менее 2…3 [7]. В нашем случае при среднем моменте 500 Нм и максимальном моменте 1700 Нм кратность пускового момента составляет 3, 4.

Напряжение преобразователя принято 400 В, номинальная (базовая) частота вращения двигателя 1500 об/мин. Уровень мощности и напряжения силового электронного блока обычно определяет максимально допустимый ток инвертора. Перегрузка бортового накопителя энергии ограничивает мощность и тем самым снижает максимальный ток. Таким образом, максимальный допустимый ток также является одним из параметров задания.

Электромагнитный момент может быть выражен через амплитуду радиальной составляющей индукции поля возбуждения $B_{0m}$, линейную плотность поверхностного тока (линейную нагрузку) $A$ и угол между амплитудами этих волн индукции и линейной нагрузки $\beta$:

$M=\pi R^2{l}_{\delta }{B}_{0m}A\cdot \cos \beta$,

где $R$ – радиус расточки статора; $l_{\delta }$ – длина зазора.

Амплитуды линейной нагрузки и индукции, выраженные через ток в силовой обмотке $I_1$ и магнитный поток ${Ф}_m$:

$A=\frac{\sqrt{2}m{I}_{1}w{k}_{об}}{\tau \cdot p}$; $B_{0m}=\frac{\pi {Ф}_m}{2\tau \cdot l_{\delta }}$,

где $m$ – число фаз; $w{k}_{об}$ – число эффективных витков фазы обмотки; $\tau$ – полюсное деление; $p$ – число пар полюсов.

Тогда выражение для вращающего момента

$M=\frac{pm}{\sqrt{2}}\cdot {\Psi }_{10m}{I}_1\sin \psi$.

Здесь ${\Psi }_{10m}=w{k}_{об}{Ф}_m$ – потокосцепление с фазой обмотки; $\psi =\beta +\frac{\pi }{2}$ – угол между векторами потокосцепления (ЭДС холостого хода) и тока.

Значения линейной нагрузки выбираются с учетом способа охлаждения. С целью уменьшения массогабаритных показателей ТД может быть рекомендовано жидкостное охлаждение, которое допускает для мощностей 80…110 кВт на частотах вращения 1500…2500 об/мин величину линейной нагрузки 90…150 кА/м и плотность тока в обмотке 4…6 $А/м{м}^2$. При выборе линейной нагрузки и плотности тока следует учитывать тип обмотки. Зубцовые обмотки допускают большие значения данных параметров по сравнению с распределенными за счет коротких лобовых частей, меньших электрических потерь, лучших условий теплоотдачи от наиболее нагретых частей обмотки. Для зубцовых обмоток рекомендуется плотность тока до 7 $А/м{м}^2$. В области низких частот вращения допускается превышение указанных значений до 2…3 раз, однако данный переходный процесс характерен для разгона тягового привода и длится несколько секунд, поэтому не оказывает сколь-нибудь значимого влияния на температурное состояние ТД.

Алгоритм проектирования тягового двигателя

В процессе проектирования имеется большое число независимых параметров, которые необходимо определить для достижения конечного результата в виде проекта. Некоторые параметры устанавливаются требованиями эксплуатации, например величина напряжения. Алгоритм проектирования состоит из нескольких основных этапов:

– определение главных размеров ТД;

– выбор типа обмотки и конфигурации активной зоны якоря;

– расчет индуктора и определение объема ПМ;

– контроль механической прочности вращающейся части ТД.

На рис. 2 показана блок-схема алгоритма проектирования тягового двигателя.

 

Рис. 2. Блок-схема алгоритма проектирования ТД по максимуму момента

 

В качестве ограничения целесообразно использовать внешний диаметр статора, выбираемый с учетом свободного пространства на борту ТС. Длина активной части в процессе проектирования должна обеспечить требуемые момент или индуктивность. Выходным критерием является величина электромагнитного момента ТД, который он развивает в найденных габаритах. Момент двигателя может быть определен как

$M=\frac{mp}{4{\pi }^2{n}^2}\left(\frac{U\cdot E_0}{L_d}\sin \theta +\frac{U^2(L_d-L_q)}{2L_d{L}_q}\sin 2\theta \right)$,   (1)

где $n$ – частота вращения; $U$ – фазное напряжение; $L_d$, $L_q$ – индуктивности обмотки статора по продольной и поперечной осям соответственно; $\theta$ – угол нагрузки.

Синхронная индуктивность по продольной оси

$L_d=\frac{2m{\mu }_0}{{\pi }^2}\cdot \frac{\tau }{p\cdot \delta k_{\delta }{k}_{\mu }}l\cdot {\left(k_{об}w\right)}^2{k}_{ad}$,    (2)

$\delta k_{\delta }{k}_{\mu }$ – эффективный зазор с учетом зубчатости статора и насыщения магнитопровода; $k_{ad}$ – коэффициент формы поля продольной реакции якоря.

Из (1) и (2) следует, что максимальный момент, который может обеспечить двигатель при определенном максимальном токе, можно увеличить за счет роста числа эффективных витков обмотки при сохранении тока инвертора. Это приводит к увеличению как линейной токовой нагрузки, так и синхронной индуктивности, что, в свою очередь, влияет на способность к ослаблению поля и изменению диапазона регулирования частоты вращения ТД. Другой способ воздействия на величину момента и регулировочную способность – изменение коэффициентов формы поля продольной и поперечной реакции якоря, что в IPM машине достигается выбором соответствующей конструкции индуктора и расположения в нем ПМ.

В соответствии с предложенным алгоритмом на начальном этапе выбираются следующие параметры: бортовое напряжение шины постоянного тока, номинальная частота вращения ТД, число полюсов с учетом частоты перемагничивания на верхнем пределе скорости и величины удельных магнитных потерь на этой частоте. Далее по внешнему диаметру ТД, выбранной системе охлаждения, моменту определяется длина активной части с учетом отношения диаметра расточки статора к его внешнему диаметру $k_D$:

$l_{\delta }=\frac{2k_e{M}_{н}}{\pi {\alpha }_{\delta }{k}_{В}{k}_{об}A{B}_{\delta }\cdot {\left(D_{н}{k}_D\right)}^2\eta \cos \phi }$,   (3)

где $k_e$ – коэффициент ЭДС, учитывающий внутреннее падение напряжения в обмотке якоря при номинальной нагрузке; ${\alpha }_{\delta }$ – расчетный коэффициент полюсного перекрытия; $k_{В}$ – коэффициент формы кривой ЭДС; $k_{об}$ – обмоточный коэффициент.

Расчетные коэффициенты полюсного перекрытия и формы ЭДС были определены для выбранной конфигурации IPM индуктора при численном моделировании магнитного поля ТД в нагрузочном режиме работы при различных значениях конструктивного коэффициента полюсного перекрытия  [8]. На рис. 3, 4 показано поперечное сечение прототипа ТД с IPM индуктором и зависимости указанных коэффициентов от величины полюсного перекрытия. Моделирование магнитного поля проводилось при неизменных объеме ПМ и величине немагнитного зазора.

 

Рис. 3. Фрагмент поперечного сечения ТД

 

Рис. 4. Зависимости расчетных коэффициентов поля от величины полюсного перекрытия

 

Отдельно следует остановиться на выборе величины зазора. Чем меньше воздушный зазор, тем меньше пусковой ток при асинхронном пуске двигателя. С другой стороны, влияние реакции якоря и тормозной момент увеличиваются по мере того, как зазор уменьшается. При использовании высококоэрцитивных ПМ увеличение размагничивающего действия реакции якоря при уменьшении зазора не является критичным. Зазор в ТД может варьироваться от долей мм до 4…6 мм в зависимости от частоты вращения. На выбор зазора влияют и требования по допустимой величине эксцентриситета ротора, обеспечению достаточной прочности конструкции машины в целом. Использование бандажной гильзы для фиксации ПМ на роторе в конструкции с SPM (поверхностное расположение ПМ) индуктором предполагает увеличение немагнитного зазора между статором и ротором на толщину гильзы.

Финальные рекомендации по электрическим, магнитным нагрузкам и величине немагнитного зазора для ТД мощностью 60…120 кВт на базе СМ с инкорпорированными магнитами можно сформулировать так:

– линейная нагрузка при воздушном охлаждении 60…90 кА/м, при жидкостном охлаждении в зависимости от теплоносителя и схемы отвода тепла 90…150 кА/м;

– плотность тока в силовой обмотке 4…6 $А/м{м}^2$ для распределенных обмоток, до 7 $А/м{м}^2$ для зубцовых обмоток за счет меньшей длины лобовых частей и меньшего тепловыделения в обмотке;

– максимальная индукция в зазоре зависит от способа размещения ПМ в индукторе, для IPM машин с V-образной конфигурацией магнитов 0,5…0,7 Тл. Большие значения соответствуют большим объему и магнитной энергии ПМ;

– немагнитный зазор в зависимости от марки ПМ (величин коэрцитивной силы $H_c$ и остаточной индукции $B_r$) 0,8… 1,5 мм.

Зубцовая зона и конструкция обмоток ТД

После определения основных размеров проектируется зубцовая зона и сердечник статора в целом. Здесь следует принимать во внимание необходимость размещения большой токовой нагрузки на ограниченном диаметре, который, как было сказано выше, связан с особенностями компоновки ТД в свободном пространстве транспортного средства. Обмотка якоря может быть распределенной (РО) или сосредоточенной (СО).

Распределенные многофазные обмотки хорошо известны [9, 10]. Традиционно их сильными сторонами являются: отлаженная технология, возможность укорочения шага и распределения (улучшения гармонического состава МДС), высокий обмоточный коэффициент для основной гармоники поля, эффективная борьба с зубцовыми гармониками путем скоса пазов, выполнения полюсов в виде шеврона, проточек в коронках зубцов и т. д. Однако при выполнении распределенной обмотки пазы получаются узкими и глубокими. Обмотка, расположенная в таких пазах, имеет повышенное индуктивное сопротивление рассеяния за счет увеличенной проводимости пазового рассеяния. Данное обстоятельство приводит к росту коэффициента ЭДС $k_e$, входящего в формулу (3), и увеличению габаритов ТД. За счет длинных лобовых частей увеличены электрические потери в обмотке, а большой их вылет вынуждает увеличивать конструктивную длину машины и, как следствие, ее вес. Укладка РО, особенно двухслойной, труднее поддается автоматизации, что увеличивает стоимость обмоточных работ и ТД в целом.

Для преодоления указанных недостатков применяются концентрические сосредоточенные обмотки [11], в том числе и в тяговых двигателях [12]. На рис. 5 показан фрагмент якоря с распределенной и сосредоточенной обмотками.

 

Рис. 5. Якорь с распределенной и сосредоточенной обмотками

 

Сосредоточенная концентрическая обмотка, также называемая зубцовой, имеет меньшие вылет и длину лобовых частей. Лобовые части секций такой обмотки, относящиеся к разным пазам и фазам, не перекрещиваются, что существенно снижает требования к электрической прочности изоляции и позволяет увеличить коэффициент заполнения паза обмоточным материалом. У распределенной обмотки витки в лобовых частях перекрещиваются, и их сложнее изолировать. Для ТД с сосредоточенной обмоткой характерны меньшие высота, масса ярма и сердечника якоря благодаря меньшей величине магнитной индукции на этом участке магнитопровода. В ТД с СО существует возможность увеличения линейной нагрузки за счет сокращения числа пазов. Они имеют меньшую осевую длину за счет компактных лобовых частей и больший коэффициент заполнения паза из-за меньшей площади корпусной изоляции. Наконец, отсутствие пересечений катушек разных фаз снижает до минимума возможность возникновения межфазного короткого замыкания, а высокое значение индуктивности рассеяния способствует уменьшению тока установившегося короткого замыкания.

Анализ магнитодвижущей силы распределенной и сосредоточенной обмоток

Сосредоточенная обмотка имеет ограничения по комбинации чисел полюсов и пазов. Согласно теории обмоток переменного тока число пазов на полюс и фазу q может быть найдено как

$q=\frac{Z}{2pm}$, 

где Z – полное число пазов; m – число фаз.

У распределенных обмоток шаг выбирается близким к произведению mq, и в большинстве случаев q – целое число. Сосредоточенная обмотка имеет шаг  $y=1$ и дробное q. Для сравнения обоих типов обмоток сделаем допущение о неизменной топологии ротора и равенстве числа полюсов ($2p=6$). Распределенная обмотка расположена в 36 пазах и выполнена с $q=2$. Для сосредоточенной обмотки из-за ограничения по ширине катушки число пазов выбрано $Z=9$ и $q=1/2$.

Важные характеристики ТД, такие как индукция в воздушном зазоре, электромагнитный момент и его пульсации, магнитные радиальные силы, напрямую связаны с распределением магнитодвижущей силы (МДС) обмотки. На рис. 6 показана МДС распределенной обмотки.

 

Рис. 6. МДС распределенной обмотки

 

Обмотка создает симметричную вращающуюся волну МДС, первая гармоника которой взаимодействует с основным потоком постоянных магнитов и создает электромагнитный момент. Амплитуда высших (нечетных) гармоник незначительна, поэтому распределение поля в зазоре близко к синусоидальному. Разложение МДС в ряд Фурье определяется следующим уравнением:

$F(x,t)=\sum _{\nu }\frac{mw{k}_{об\nu }}{\pi \nu }\cdot I_m\cos \left(\omega t-\frac{\pi \nu }{\tau }\cdot x+\theta \right)$,   (4)

где m – число фаз; w – число витков в фазе; $\nu$ – номер гармоники; $I_m$ – амплитуда тока; $\omega$ – угловая частота; $\tau$ – полюсное деление; $k_{об\nu }$ – обмоточный коэффициент для $\nu$-й гармоники.

Обмоточный коэффициент распределенной обмотки

$k_{об\nu }=k_{у\nu }\cdot k_{р\nu }=\sin \left(\frac{\nu \cdot 5\pi }{12}\right)\cdot \frac{\sin \left(\frac{\nu \pi }{6}\right)}{2\sin \left(\frac{\nu \pi }{12}\right)}$,

где $k_{у\nu }$, $k_{р\nu }$ – коэффициенты укорочения и распределения соответственно.

МДС сосредоточенной обмотки можно также разложить в ряд Фурье по выражению (4) с учетом значения обмоточного коэффициента для гармонических составляющих 

$k_{об\nu }=\sin \left(\frac{\nu \pi }{3}\right)$. МДС такой обмотки показана на рис. 7.

 

Рис. 7. МДС сосредоточенной обмотки

 

В спектре помимо основной присутствуют высшие гармоники с относительно большой амплитудой, в том числе четные. Это обуславливает возрастание добавочных потерь, пульсаций момента в двигателе с такой обмоткой.

По результатам проведенных исследований и предложенному алгоритму был спроектирован и изготовлен тяговый двигатель для автомобиля малой грузоподъемности. Испытания опытного образца ТД с распределенной обмоткой якоря подтвердили правильность теоретических положений, лежащих в основе методики электромагнитного расчета.

Заключение

1. Определены базовые параметры электромагнитного расчета ТД и границы их изменения в процессе проектирования, составлен алгоритм проектирования по критерию величины электромагнитного момента.
2. В результате решения ряда задач расчета магнитного поля найдены коэффициенты формы ЭДС и полюсного перекрытия и определена их зависимость от относительной величины полюсной дуги. Приемлемые значения конструктивного коэффициента полюсного перекрытия составляют 0,8…0,9.
3. Осуществлен анализ МДС распределенной и сосредоточенной обмоток якоря двигателя на предмет содержания высших пространственных гармоник. Установлено, что распределенная обмотка имеет более высокий обмоточный коэффициент в поле основной гармоники и низкое содержание высших гармонических в кривой МДС, поэтому может быть рекомендована для использования в тяговых двигателях.

About the authors

Yuri V. Zubkov

Samara State Technical University

Author for correspondence.
Email: zub577@mail.ru

Dr. Sci. (Techn.), Professor

Russian Federation, 244, Molodogvardeyskaya st., Samara, 443100

Vladislav E. Vereshagin

Samara State Technical University

Email: zub577@mail.ru

Postgraduate Student

Russian Federation, 244, Molodogvardeyskaya st., Samara, 443100

References

Supplementary files