Выработка рекомендаций по структуре ВОЛП городских сетей, минимально искажающей информационно-управляющие ФИМД-сигналы

Полный текст

Введение и постановка задачи

Развитие роботизированных систем, концепций «Интернета Вещей» (Internet of Things, IoT) и «Промышленного Интернета Вещей» (Industrial Internet of Things, IIoT) привело к увеличению процессов обмена информацией в сети. Причем рост последних обусловлен в основном взаимодействием не между людьми, или человеком и устройством, а между самими устройствами (автоматизированное управление беспилотной техникой, и, в том числе, беспилотными летательными аппаратами (БПЛА), компьютеризация и телеметрия подвижных объектов, и т.д.), что повышает требования к скорости обработки сигналов и сообщений в системах связи. Отсюда возрастает актуальность задачи расширения возможностей управления сигналом, так как согласно [1], в настоящее время одним из весомых факторов задержки является продолжительность выполнения именно операций управления t_упр.

Необходимо заметить, что к настоящему времени уже выработан и успешно применяется один из подходов повышения скорости управления сетевыми операциями, предполагающий, в частности, понижение уровня OSI для конкретной задачи управления по отношении к уровню, на котором такая задача выполнялась традиционно. В том числе – перенос их и на физический уровень – с привлечением эффектов и процессов последнего, чему способствовало появление аналогичных телекоммуникационных задач [1; 2]в недавнем прошлом.

Среди таких подходов к настоящему моменту стандартизацию прошли не все, тем не менее, некоторые из них зарекомендовали себя положительно и сформировались в практически самостоятельные телекоммуникационные технологии. К таковым можно отнести технологию RoF (Radio-over-Fiber), основанную на получении радиочастоты (радиочастотного сигнала) при сложении (точнее – вычитании) двух оптических частот в нелинейном элементе [3], которая сочетает в себе преимущества волоконно-оптических систем с гибкостью и мобильностью, присущими радиосвязи. Эта технология позволяет передавать данные по волоконно-оптической линии передачи (ВОЛП) на значительные расстояния, а затем преобразовывать их в радиосигналы для беспроводной связи практически без использования традиционной цифровой аппаратуры для обработки сигналов, что обеспечивает миниатюризацию компонентной базы и увеличивает скорость выполнения операций.

Тем не менее, в RoF решены не все задачи: существует необходимость как дальнейшего повышения скорости управления сетевыми процессами [4], так и потребность в экономии телекоммуникационного ресурса (полосы пропускания), в том числе, ресурса управления [5; 6] – когда требуется поддержка массового количества устройств в сетях IoT, IIoT. Для решения таких задач можно применить метод передачи управляющей информации в самом сигнале [2; 7] – так называемого «нереляционного управления» [2], особенно если метод будет основан на процессах физического уровня.

Применительно к IoT, IIoT на базе RoF, нереляционное управление можно реализовать, если в оптическом импульсном сигнале, передаваемом по ВОЛП-RoF, задействовать дополнительное свойство/параметр физического уровня под передачу информации управления, которая затем будет использована, например, в радиосегменте [8]. Особый интерес будет представлять случай, когда такой параметр не относится к традиционно используемым в телекоммуникациях, что, соответственно, позволит сэкономить телекоммуникационный ресурс или вовсе не задействовать его под нужды управления. Так в [8] предложено в качестве такого параметра использовать функцию чирпа оптических импульсов [9] на ВОЛП-RoF, или, другими словами, функцию изменения мгновенной длины волны оптического сигнала (ФИМД). В [8] рассмотрен технический пример применения ФИМД в импульсном сигнале, передаваемом по оптоволоконной линии, для управления радиосегментом RoF-сети. Предполагалось, что на ВОЛП-RoF в основном применяются амплитудно-модулированные сигналы [3–6]. Также предложен вариант построения схемы оптической принципиальной управления фазированной антенной решеткой (ФАР) посредством ФИМД, содержащей специализированные оптические компоненты. Одним из которых является разработанный авторами преобразователь ФИМД®амплитуда [10]. Традиционно управление ФАР неизбежно потребует дополнительного канала управления, а в предложенном методе [8] управляющая информация передается скрыто и без задействования традиционного телекоммуникационного ресурса, так как ФИМД в волоконно-оптическом канале для передачи информации не используется и  приемником не воспринимается. Метод [8] дополнительно позволяет перенести часть служебных функций из радиосегмента на оборудование, расположенное «на земле». Если радиосегмент обслуживает рой(рои) БПЛА, то упрощение аппаратуры и снижение энергетики взаимодействия на летающей сети является весомым положительным фактором, особенно с учетом значительной динамики перемещения объектов.

Здесь же, продолжая следовать концепции [8], авторы ставят задачу изучения вопроса передачи информационно-управляющего ФИМД-сигнала по волоконно-оптической части RoF, учитывая что RoF-сегмент может быть включенным в состав сети доступа xPON (Passive Optical Networks (пассивная оптическая сеть)), либо в абонентское окончание городской сети Metropolitan Area Networks (MAN) [2], далее – сегмент MAN. В подобных случаях ВОЛП может быть протяженной (от неск. десятков км до сотни км), на которой уже будет прослеживаться значительное действие дисперсии групповых скоростей (ДГС); может иметь разветвления, а также содержать волоконно-оптические усилители (ВОУ), что окажет влияние на как на ФИМД, сформированную удаленно, так и на форму импульсов. Представленное ниже моделирование направлено на получение рекомендаций по структуре и составу компонентной базы ВОЛП для xPON/MAN сегментов с RoF-окончанием, на котором используется удаленное ФИМД-управление. Предполагается, что существенной компонентой, обеспечивающей минимизацию искажений ФИМД-сигнала, является не смещение ФИМД в сторону отрицательного чирпирования, а,  получение рекомендаций по структуре ВОЛП для рассматриваемой категории сетей, обеспечивающей положительное чирпирование, с учетом того, что последнее является естественным фактором оптоволоконных линий.

Моделирование процесса прохождения информационно-управляющего ФИМД-сигнала через волоконно-оптическую линию передачи

Для моделирования примем, что сегмент xPON/MAN является сложно разветвленной многоярусной системой на базе Y-разветвителей с различной степенью разделения, рисунок 1. Вообще говоря, для создания таких структур могут использоваться как пассивные Y-разветвители, так и переключаемые коммутаторы по аналогии с [1; 2; 11; 12], но в настоящее время при построении сегментов рассматриваемой категории сетей в России последние практически не применяются.

 

Рисунок 1. Принцип симметричного построения разветвлено-ярусных сегментов xPON/MAN с использованием пассивных разветвителей: а) иллюстрация ярусной структуры; b), c) примеры применения разветвителей 1´2 и 1´4 соответственно; OLT – активное оборудование линейного тракта

 

С точки зрения унифицированности технического решения будем считать сегмент симметричным по оборудованию, что является предпочтительным для эксплуатирующихся сетей [13]. Это означает, что применяемые разветвители должны быть одного типа, т.е. если применяются разветвители 1´2, то на его базе строится весь абонентский сегмент во всех ярусах, рисунок 1b.

Выполним оценку характера изменения ФИМД для входного импульса, представленного в виде супергауссовой функции [9] второго порядка, приблизительно соответствующего форме импульса амплитудно-модулированного сигнала. Для моделирования воспользуемся методикой расчета параметров импульса (мгновенных частоты и мощности), подробно изложенной в [9], в рамках которой предполагается, что электрическая напряженность поля световой волны на ВОЛП в каждый момент времени T в пределах длительности импульса может быть представлена в виде произведения комплекснозначных «продольного» и «поперечного» сомножителей. Причем ввиду отсутствия в задаче необходимости поперечного восприятия сигнала, «поперечной» составляющей можно пренебречь, задав ее значение равным 1. Для «продольной» составляющей, обозначенной через ${\dot{A}}_{1550}$ по аналогии с [9] с учетом наиболее распространенного значения длины волны излучения сигнала 1550 нм, изменяющейся под действием ДГС, километрического затухания и скачкообразного снижения мощности вследствие разделения в разветвителях (пусть с коэффициентом Ψ из-за их однообразия), можно записать:

$\frac{\partial A_{1550}}{\partial z}+\frac{j}{2}{\beta }_2\frac{{\partial }^2{A}_{1550}}{\partial T^2}=\frac{{\alpha }_{1550}}{2}\cdot \left|A_{1550}\right|+\Psi \left(z\right)\cdot \left|A_{1550}\right|$, (1)

где Ψ(z) – характеризует размещение (удаленность) разветвителей по рисунку 1а), и может, например, определяться следующим образом, рисунок 2; α₁₅₅₀ – километрическое затухание оптического кабеля, α₁₅₅₀<0; j – мнимая единица; T – время в системе отсчета, связанной с импульсом (изначальной длительности T₀ на входе ВОЛП), β₂ – дисперсионный параметр. В (1) и далее знак комплекснозначности (точка над A₁₅₅₀) опущен для упрощения записи. Параметр β₁ явно не входит в (1), т.к. присутствует в пересчете от времени внешнего наблюдателя t, связанного, например, с ВОЛП, на время T по аналогии с [9].

 

Рисунок 2. Принцип формирования коэффициента y(z) для сегмента по рисунку 1а); отмечено вертикальными линиями в точках z1, z2 и z3

Рисунок 2. Принцип формирования коэффициента ψ(z) для сегмента по рисунку 1а); отмечено вертикальными линиями в точках z₁, z₂ и z₃

 

Если на ВОЛП расположены усилители, например, перед разветвителями, что свойственно схемам построения хPON, то коэффициент Ψ может быть как меньше 0, так и больше 0. Соотношение (1) может использоваться также для схемы с различными параметрами разделения разветвителей, но тогда для каждого сегмента оно должно записываться индивидуально.

Первый этап моделирования ФИМД через параметр ${\omega }_{мгн}\left(Т\right)$ (мгновенная частота излучения) для поступающего на сегмент импульса, представляемого в виде супергауссовой функции с чирпированными фронтами [7; 9; 14] на основе уравнения (1) показал, что характер разветвлений (количество разветвителей, порядок вдоль z и тип разветвителя) не влияет на выходную ФИМД.  Последний показатель зависит только от действия дисперсии. Причем выходная ФИМД не зависит даже от значения z₁, т.е. от удаления первого разветвителя от оптического линейного терминала (OLT, Optical Linear Terminal) (считаем, что на узле с OLT формируется информационно-управляющий ФИМД-сигнал). Влияние Ψ(z) оказывается существенным только для выходной пиковой мощности импульса.

Поэтому для более детального исследования рассматриваемой задачи было сделано предположение, что перед разветвителями может быть установлен волоконно-оптический усилитель на оптическом волокне, легированном ионами эрбия (EDFA, Erbium Doped Fiber Amplifier). Причем EDFA может располагаться и на неразветвленном протяженном сегменте (с длиной свыше ~50 км). Рассматривалось два случая подачи накачки – совместно с информационным сигналом [15] из ближайшего узла и независимо от информационного сигнала [2; 13]. Совместная подача накачки, с точки зрения влияния на ФИМД, согласно предыдущим исследованиям, смещает последнюю в область положительного чирпирования ввиду влияния на ВОЛП нелинейного преломления. Этот случай описывается следующим уравнением (в правой части которого также может присутствовать слагаемое с Ψ(z)):

$\frac{\partial A_{1550}}{\partial z}+\frac{j}{2}{\beta }_2\frac{{\partial }^2{A}_{1550}}{\partial T^2}=\frac{{\alpha }_{1550}}{2}\cdot \left|A_{1550}\right|+j{\gamma }_{1550}^{НЛ}\left({\left|A_{1550}\right|}^2\right)A_{1550}$. (2)

Нелинейный (НЛ) коэффициент в (2) ${\gamma }_{1550}^{НЛ}$ рассчитывался по формуле: ${\gamma }_{1550}^{НЛ}\cong \frac{n_{НЛ,k}\cdot {\omega }_{ц\mathrm{,0}}}{c\cdot s_{эфф}^{ОВ}}$ [9], где $s_{эфф}^{ОВ}$ – эффективная площадь модового пятна в световоде, примем $s_{эфф}^{ОВ}\approx \mathrm{1,2}\cdot {10}^{-11}{м}^2$ для световода типа SMF-28, c – скорость света в вакууме, $n_{НЛ,k}$ – нелинейный (керровский) показатель преломления, ${\omega }_{ц\mathrm{,0}}$ – центральная частота в спектре сигнала [9]. Очевидно, что влияние нелинейного режима преломления тем сильнее, чем выше мощность информационного сигнала. Разветвители же снижают последнюю, что позволяет сказать, что наличие разветвлений должно приводить к увеличению отрицательного характера чирпирования.

Независимая от информационного сигнала подача накачки к EDFA непосредственно не влияет на ФИМД, но обеспечивает создание нелинейного режима только внутри EDFA. В первом случае нелинейный режим внутри EDFA также учитывался; $s_{эфф}^{EDFA}\approx \mathrm{0,4}\cdot {10}^{-11}{м}^2$. В обоих случаях учитывалось усиление сигнала в EDFA, для чего в (2) вместо α₁₅₅₀ использовался коэффициент ${\alpha }_{1550}^{EDFA}>0$.

Если необходимо сместить ФИМД еще значительнее в область положительного чирпирования, то совместно с EDFA можно использовать также оптическое волокно (ОВ) с высокой керровской нелинейностью (НЛ ОВ) и/или оптические волокна со смещенной дисперсией (DSF), включаемые после EDFA, но до разветвителя [16; 17]. Для моделирования такого случая считалось допустимым воспользоваться «эффективным» ${\gamma }_{1550}^{НЛ-эфф}$, учитывающим дополнительный эффект от НЛ ОВ или DSF.

При наличии на ВОЛП EDFA, а также других упомянутых выше типов специальных световодов, моделирование проводилось следующим образом: для схемы расположения компонентов представленной, например, на рисунке 3, последовательно решалось уравнение (1), либо (2). Далее (в разветвителе) предполагалось, что ${\dot{A}}_{1550}$ скачкообразно уменьшается в коэффициент разветвления ξ, после чего импульс распространяется либо в соответствии с уравнением (2), если накачка продолжает присутствовать в линии, либо согласно соотношению:

$\frac{\partial A_{1550}}{\partial z}+\frac{j}{2}{\beta }_2\frac{{\partial }^2{A}_{1550}}{\partial T^2}=-\frac{{\alpha }_{1550}}{2}\cdot \left|A_{1550}\right|$.

 

Рисунок 3. Пример расположения компонентов на сегменте хPON/MAN. В точках z_ℓ располагаются EDFA и Y-разветвители

 

Результаты

В результате последовательного численного интегрирования уравнений для импульса и компонентов линии передачи, параметры которых представлены выше, установлено следующее.

Для типовых параметров EDFA с коэффициентом передачи ℜ ≅ 1,35 [18] и рекомендуемого среднего уровня пиковой мощности импульса в линии не более 10 мВт (по G.703) коэффициент разделения не должен быть выше 1´12. Иначе амплитуда импульса уже снижается настолько, что за разветвителем на ВОЛП, построенным на ОВ SMF-28 (${\beta }_2\cong$ -22 пс²/км [19] и $n_{SMF,k}\cong \mathrm{2,4}·{10}^{-21}$ м²/Вт² [20]), не удается добиться положительного чирпирования даже при наличии совместно передаваемой остаточной накачки (если на входе EDFA мощность накачки составляет 70 мВт [2; 18]). Следовательно, режим положительного чирпирования отсутствует, и ФИМД импульс сразу же начинает смещаться в область отрицательного чирпирования, при этом длительность импульса монотонно увеличивается, что также является негативным фактором.

Если в такой ситуации необходимо все же использовать разветвитель с большим коэффициентом разделения, то можно за разветвителем снова поставить EDFA, а накачку для него подавать, например, через один из портов разветвителя (как и показано на рисунке 3). Для этого разветвитель лучше взять не Y-образный, а звездообразный, обладающий менее направленными свойствами для проходящего излучения, и позволяющий тем самым любой порт использовать как на вход, так и на выход. Но это решение приведет к необходимости расположения лазера накачки на 980нм [15] вблизи разветвителя, а значит, сегмент перестанет классифицироваться как «полностью оптический». Также, это излучение можно подавать удаленно – например, по ранее «темному» световоду, либо совместно с сигналом.

Установлено также, что для минимизации эффекта увеличения текущей длительности импульса Т_И под воздействием дисперсии пиковую мощность импульса следует наращивать в ξ раз.

Увеличение мощности импульса на ВОЛП с EDFA можно получить как путем наращивания мощности накачки на входе $P_{\mathrm{0,}EDFA}$, так и путем увеличения длины L_EDFA легированного световода (при меньшем значении $P_{\mathrm{0,}EDFA}$). В первом случае преимуществом является то, что мощность как входной, так и остаточной накачки также будет выше, а значит при ее совместной передаче с сигналом она более эффективно создает нелинейный режим преломления. Т.е. увеличение $P_{\mathrm{0,}EDFA}$ в световодах перед разветвителем позволяет пропорционально усилить положительное чирпирование (соответственно, уменьшить соотношение ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}$, где ω_П – получаемая круговая частота на переднем и ω_З – на заднем фронте импульса).

Это, в свою очередь, позволяет уменьшить ${\gamma }_{1550}^{НЛ}$, как и длину НЛ ОВ, если специализированный световод используется совместно с EDFA (при моделировании указанные световоды рассматриваются как единый световод с ${\gamma }_{1550}^{НЛ-эфф}$), что в конечном итоге может снизить себестоимость схемы.

Но у первого способа также имеется и недостаток (соответственно, интерпретируемый как преимущество второго способа). А именно, с ростом P_EDFA увеличивается и шум спонтанного усиленного излучения (ASE) [2; 11; 12; 18], представляющего собой широкополосное излучение (в диапазоне длин волн усиления EDFA, т.е. от ${\lambda }_{min}$ ≈ 1530 нм до ${\lambda }_{max}$ ≈ 1557 нм), уровень мощности P_ASE которого пропорционален ${\left|A_{1550}\right|}^2$. Так, при наличии импульса, проходящего через EDFA, шум ASE выше, чем при отсутствии импульса, что позволяет говорить о мультипликативности рассматриваемого вида шума [18]. К мультипликативной составляющей возникающих помех также можно отнести и неизбежно возникающее отражение (от разветвителя, сварных швов, в т.ч. при стыковке EDFA, НЛ ОВ, DSF ОВ и пр.), амплитуда которого тем больше, чем выше мощность подаваемого излучения. Все это говорит о наличиии компромисса между , а точнее, между P_0,EDFA, P_EDFA и L_EDFA.

Для проведения оценки параметров сегмента, обеспечивающих средний вдоль z уровень соотношения сигнал/шум в линии S/N ³ 14 дБ, примем к рассмотрению следующие эмпирические оотношения [18]:

$P_{ASE}\approx \mu \cdot \sqrt[]{{\left(P_{EDFA}\right)}^3}$ для входного информационного сигнала ${\left|A_{1550}\right|}^2~1$ мВт;

$\mu \approx \eta \cdot P_{\mathrm{0,}EDFA}\left(1+\frac{L_{EDFA}}{L_0}\right)$, $10м\le L_{EDFA}\le 30м$. (3)

Здесь η – размерный коэффициент (пока можно его значение принять ≈ 1); L₀ = 10 м. Увеличение P_ASE с нарастанием L_EDFA остается практически незаметным для P_EDFA ≤ 30...35 мВт и для L_EDFA≤ 30 м. Уровень сигнала оценивался как $S\approx {\left|A_{1550}\right|}^2$ по длине ВОЛП от OLT до абонентского полукомплекта, в том числе, до радиооборудования RoF (сумма по всем ответвляемым сегментам).

Сравнивались три случая:

• значительная накачка EDFA, расположенного перед разветвителем, возможно, сопровождаемым НЛ ОВ и/или DSF ОВ (рисунок 4а);
• меньшая накачка EDFA перед разветвителем, обладающего значительной L_EDFA (рисунок 4b);
• накачка EDFA перед и после разветвителя (рисунок 4c).

Уровень шума N определяется P_ASE и мощностью отраженного излучения P_отр, который суммируется по всем включенным (состыкованным) компонентам линии. Например, для ВОЛП по рисунку 3 в первом сегменте $z\le z_1$ значение $P_{отр\mathrm{,1550}}=\mathrm{0,3}дБ+\mathrm{0,2}дБ=\mathrm{0,5}дБ$, что соответствует отражению от сварного шва SMF-28 + EDFA и далее – EDFA + пиг-тайл разветвителя. Если добавляются НЛ ОВ и/или DSF ОВ, то количество стыков и уровень отраженного излучения, соответственно, повышается.

 

Рисунок 4. Исследуемые сегменты: а) высокая накачка EDFA (варьируемые параметры – на первом этапе P_0,EDFA (наибольшее значение величины – 70 мВт) и L₁, на втором этапе – добавлением нелинейного режима  и/или b_2,DSF); b) ограниченная накачка EDFA большей длины (варьируются – на первом этапе L₁, L_EDFA; на втором этапе – дополнительное применение НЛ ОВ, DSF); c) многократное использование EDFA (с L_EDFA = 10 м и P_EDFA = 35мВт с исследованием эффективности повторного применения и НЛ ОВ, DSF). Использование НЛ ОВ совместно с EDFA моделировалось путем увеличения от ${\gamma }_{1550}^{НЛ}$ до ${\gamma }_{1550}^{НЛ-эфф}$ на 10…12%

 

При определении  предполагается, что отраженная волна не передается за разветвитель, например, из сегмента $z_1\le z\le z_2$ в предыдущий сегмент $z\le z_1$. Кроме того, не учитывается отражение от сварных швов SMF-28 + SMF-28, т.к. оно присуще любому варианту построения линии и практически (в технической задаче можно принять) не сказывается на определении искомых параметров сегмента. Отражение на длине волны 980 нм пропорционально мощности P_EDFA в зоне отражения: $P_{EDFA}=P_{\mathrm{0,}EDFA}\cdot e^{-{\alpha }_{980}\cdot L}$, и нормируемого коэффициента отражения от соответствующего стыка.

Модель, представленная уравнениями (1)–(3) совместно с соотношением ${\left.A_{1550}\right|}_{z>z_1}=\frac{1}{\xi }\cdot \left[A_{1550}\right]-\Delta A_{1550}$, учитывающим разветвление и отражение, не позволяла анализировать порядок размещения EDFA, НЛ и DSF, т.к. предполагается, что этими свойствами обладает единый световод.

Обсуждение и заключение

По результатам моделирования с привлечением пакета Maple 12 для интегрирования уравнений (1), (2) с учетом (3) для определения параметров сегментов, установлено, что для получения наибольшего положительного чирпирования импульса за разветвителем (т.е. минимум соотношения ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}$) следует придерживаться параметров, представленных в таблице 1.

 

Таблица 1. Рекомендуемые параметры разветвленных ВОЛП для сегментов xPON/MAN с информационно-управляющими ФИМД-сигналами

Разветвитель до 1´6	1´6 ... 1´12	Свыше 1´12 (иссл. до 1´24)
Y-разветвитель	Y-разветвитель	Звездообразный разветвитель
EDFA до разветвителя		Двойной EDFA
LEDFA = 10 м и PEDFA = 35 мВт	LEDFA = 18...25 м и PEDFA = 35 мВт1	Перед разветвителем LEDFA = 25 м; после – 18 м; PEDFA = 35 мВт
[2]nНЛ,k ≅ 1...3´10-17 м2/Вт2	6...8´10-17 м2/Вт2	1...3´10-17 м2/Вт2
PASE ≈ 0,11...0,15 мВт	PASE ≈ 0,15...0,20 мВт	PASE ≈ 0,20...0,30 мВт

 

При этом S/N ³ 14 дБ; ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}\approx \mathrm{0,92}$, что обеспечивает предотвращение уширения импульса при его дальнейшем распространении в соответствии с (2) на протяжении 45...48 км на ВОЛП с ${\beta }_2\cong$-22 пс²/км и $n_{SMF,k}\cong {\mathrm{2,4.10}}^{-21}$ м²/Вт². В качестве пояснений к представленным в таблице 1 данным на рисунке 5 приведены графики зависимостей ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}$ и S/N вдоль z. Нелинейный характер графиков, близкий к экспоненциальному, по-видимому, связан, в основном, с характером потерь излучения 980 нм в линии, сопровождающего информационный сигнал.

 

Рисунок 5. Иллюстрация характера распределения параметров сигнала, распространяющегося вдоль ВОЛП: а) отношение ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}$, определяющее чирпирование; b) отношение «сигнал/шум» S/N в линии

 

На рисунке 5 обозначено: 1 и 6 – соответствует накачке P_0,EDFA=70 мВт; 2 и 8 – P_0,EDFA=35 мВт; 3 и 10 – соответствует «короткому» EDFA с L_EDFA=10 м со значительной накачкой P_0,EDFA=70 мВт; 4 – «длинному» EDFA с L_EDFA=25 м и небольшой накачкой P_0,EDFA=35 мВт; 5 и 9 – включение дополнительного EDFA с L_EDFA=10 м и P_0,EDFA=35 мВт после разветвителя; 7 – L_EDFA=10 м и P_0,EDFA=45 мВт.

Везде, кроме случая с дополнительно включенным EDFA, предпочтительной оказалась дистанционная подача накачки от OLT. Использование специализированных световодов может представлять интерес при разветвлении 1´12 и выше. При меньшем разветвлении в их применении нет необходимости ввиду того, что, с одной стороны, действие EDFA оказывается достаточным, а с другой стороны – дополнительные световоды – это лишние стыки, приводящие к увеличению отражений на ВОЛП.

Полученные условия для положительного чирпирования призваны обеспечить минимизацию искажения информационно-управляющего ФИМД-сигнала посредством действия дисперсии на разветвленных ВОЛП при его передаче по сегментам xPON/MAN.

¹ Повышенная накачка в большей степени ухудшает ситуацию из-за нарастания ASE и отражений, чем улучшает; усиления лучше добиваться путем увеличения длины и повышением эффективности НЛ ОВ.

² Предполагалось, что согласно [16], длина НЛ ОВ составляет ~ 10 м.

Об авторах

Ирина Леонидовна Виноградова

Уфимский университет науки и технологий

Автор, ответственный за переписку.
Email: vil-4@mail.ru

д.т.н., профессор кафедры телекоммуникационных систем

Россия, Уфа

Евгения Юрьевна Головина

Институт нефтепереработки и нефтехимии Уфимского государственного нефтяного технического университета в г. Салавате

Email: egolovina82@mail.ru

ст. преподаватель кафедры информационных технологий

Россия, Салават

Список литературы

Дополнительные файлы