Recommendations on the Urban Network Fotl Structure with the Lowest Possible Level of Distortion of Information and Control ILCF Signals

Full Text

Введение и постановка задачи

Развитие роботизированных систем, концепций «Интернета Вещей» (Internet of Things, IoT) и «Промышленного Интернета Вещей» (Industrial Internet of Things, IIoT) привело к увеличению процессов обмена информацией в сети. Причем рост последних обусловлен в основном взаимодействием не между людьми, или человеком и устройством, а между самими устройствами (автоматизированное управление беспилотной техникой, и, в том числе, беспилотными летательными аппаратами (БПЛА), компьютеризация и телеметрия подвижных объектов, и т.д.), что повышает требования к скорости обработки сигналов и сообщений в системах связи. Отсюда возрастает актуальность задачи расширения возможностей управления сигналом, так как согласно [1], в настоящее время одним из весомых факторов задержки является продолжительность выполнения именно операций управления t_упр.

Необходимо заметить, что к настоящему времени уже выработан и успешно применяется один из подходов повышения скорости управления сетевыми операциями, предполагающий, в частности, понижение уровня OSI для конкретной задачи управления по отношении к уровню, на котором такая задача выполнялась традиционно. В том числе – перенос их и на физический уровень – с привлечением эффектов и процессов последнего, чему способствовало появление аналогичных телекоммуникационных задач [1; 2]в недавнем прошлом.

Среди таких подходов к настоящему моменту стандартизацию прошли не все, тем не менее, некоторые из них зарекомендовали себя положительно и сформировались в практически самостоятельные телекоммуникационные технологии. К таковым можно отнести технологию RoF (Radio-over-Fiber), основанную на получении радиочастоты (радиочастотного сигнала) при сложении (точнее – вычитании) двух оптических частот в нелинейном элементе [3], которая сочетает в себе преимущества волоконно-оптических систем с гибкостью и мобильностью, присущими радиосвязи. Эта технология позволяет передавать данные по волоконно-оптической линии передачи (ВОЛП) на значительные расстояния, а затем преобразовывать их в радиосигналы для беспроводной связи практически без использования традиционной цифровой аппаратуры для обработки сигналов, что обеспечивает миниатюризацию компонентной базы и увеличивает скорость выполнения операций.

Тем не менее, в RoF решены не все задачи: существует необходимость как дальнейшего повышения скорости управления сетевыми процессами [4], так и потребность в экономии телекоммуникационного ресурса (полосы пропускания), в том числе, ресурса управления [5; 6] – когда требуется поддержка массового количества устройств в сетях IoT, IIoT. Для решения таких задач можно применить метод передачи управляющей информации в самом сигнале [2; 7] – так называемого «нереляционного управления» [2], особенно если метод будет основан на процессах физического уровня.

Применительно к IoT, IIoT на базе RoF, нереляционное управление можно реализовать, если в оптическом импульсном сигнале, передаваемом по ВОЛП-RoF, задействовать дополнительное свойство/параметр физического уровня под передачу информации управления, которая затем будет использована, например, в радиосегменте [8]. Особый интерес будет представлять случай, когда такой параметр не относится к традиционно используемым в телекоммуникациях, что, соответственно, позволит сэкономить телекоммуникационный ресурс или вовсе не задействовать его под нужды управления. Так в [8] предложено в качестве такого параметра использовать функцию чирпа оптических импульсов [9] на ВОЛП-RoF, или, другими словами, функцию изменения мгновенной длины волны оптического сигнала (ФИМД). В [8] рассмотрен технический пример применения ФИМД в импульсном сигнале, передаваемом по оптоволоконной линии, для управления радиосегментом RoF-сети. Предполагалось, что на ВОЛП-RoF в основном применяются амплитудно-модулированные сигналы [3–6]. Также предложен вариант построения схемы оптической принципиальной управления фазированной антенной решеткой (ФАР) посредством ФИМД, содержащей специализированные оптические компоненты. Одним из которых является разработанный авторами преобразователь ФИМД®амплитуда [10]. Традиционно управление ФАР неизбежно потребует дополнительного канала управления, а в предложенном методе [8] управляющая информация передается скрыто и без задействования традиционного телекоммуникационного ресурса, так как ФИМД в волоконно-оптическом канале для передачи информации не используется и  приемником не воспринимается. Метод [8] дополнительно позволяет перенести часть служебных функций из радиосегмента на оборудование, расположенное «на земле». Если радиосегмент обслуживает рой(рои) БПЛА, то упрощение аппаратуры и снижение энергетики взаимодействия на летающей сети является весомым положительным фактором, особенно с учетом значительной динамики перемещения объектов.

Здесь же, продолжая следовать концепции [8], авторы ставят задачу изучения вопроса передачи информационно-управляющего ФИМД-сигнала по волоконно-оптической части RoF, учитывая что RoF-сегмент может быть включенным в состав сети доступа xPON (Passive Optical Networks (пассивная оптическая сеть)), либо в абонентское окончание городской сети Metropolitan Area Networks (MAN) [2], далее – сегмент MAN. В подобных случаях ВОЛП может быть протяженной (от неск. десятков км до сотни км), на которой уже будет прослеживаться значительное действие дисперсии групповых скоростей (ДГС); может иметь разветвления, а также содержать волоконно-оптические усилители (ВОУ), что окажет влияние на как на ФИМД, сформированную удаленно, так и на форму импульсов. Представленное ниже моделирование направлено на получение рекомендаций по структуре и составу компонентной базы ВОЛП для xPON/MAN сегментов с RoF-окончанием, на котором используется удаленное ФИМД-управление. Предполагается, что существенной компонентой, обеспечивающей минимизацию искажений ФИМД-сигнала, является не смещение ФИМД в сторону отрицательного чирпирования, а,  получение рекомендаций по структуре ВОЛП для рассматриваемой категории сетей, обеспечивающей положительное чирпирование, с учетом того, что последнее является естественным фактором оптоволоконных линий.

Моделирование процесса прохождения информационно-управляющего ФИМД-сигнала через волоконно-оптическую линию передачи

Для моделирования примем, что сегмент xPON/MAN является сложно разветвленной многоярусной системой на базе Y-разветвителей с различной степенью разделения, рисунок 1. Вообще говоря, для создания таких структур могут использоваться как пассивные Y-разветвители, так и переключаемые коммутаторы по аналогии с [1; 2; 11; 12], но в настоящее время при построении сегментов рассматриваемой категории сетей в России последние практически не применяются.

 

Рисунок 1. Принцип симметричного построения разветвлено-ярусных сегментов xPON/MAN с использованием пассивных разветвителей: а) иллюстрация ярусной структуры; b), c) примеры применения разветвителей 1´2 и 1´4 соответственно; OLT – активное оборудование линейного тракта

 

С точки зрения унифицированности технического решения будем считать сегмент симметричным по оборудованию, что является предпочтительным для эксплуатирующихся сетей [13]. Это означает, что применяемые разветвители должны быть одного типа, т.е. если применяются разветвители 1´2, то на его базе строится весь абонентский сегмент во всех ярусах, рисунок 1b.

Выполним оценку характера изменения ФИМД для входного импульса, представленного в виде супергауссовой функции [9] второго порядка, приблизительно соответствующего форме импульса амплитудно-модулированного сигнала. Для моделирования воспользуемся методикой расчета параметров импульса (мгновенных частоты и мощности), подробно изложенной в [9], в рамках которой предполагается, что электрическая напряженность поля световой волны на ВОЛП в каждый момент времени T в пределах длительности импульса может быть представлена в виде произведения комплекснозначных «продольного» и «поперечного» сомножителей. Причем ввиду отсутствия в задаче необходимости поперечного восприятия сигнала, «поперечной» составляющей можно пренебречь, задав ее значение равным 1. Для «продольной» составляющей, обозначенной через ${\dot{A}}_{1550}$ по аналогии с [9] с учетом наиболее распространенного значения длины волны излучения сигнала 1550 нм, изменяющейся под действием ДГС, километрического затухания и скачкообразного снижения мощности вследствие разделения в разветвителях (пусть с коэффициентом Ψ из-за их однообразия), можно записать:

$\frac{\partial A_{1550}}{\partial z}+\frac{j}{2}{\beta }_2\frac{{\partial }^2{A}_{1550}}{\partial T^2}=\frac{{\alpha }_{1550}}{2}\cdot \left|A_{1550}\right|+\Psi \left(z\right)\cdot \left|A_{1550}\right|$, (1)

где Ψ(z) – характеризует размещение (удаленность) разветвителей по рисунку 1а), и может, например, определяться следующим образом, рисунок 2; α₁₅₅₀ – километрическое затухание оптического кабеля, α₁₅₅₀<0; j – мнимая единица; T – время в системе отсчета, связанной с импульсом (изначальной длительности T₀ на входе ВОЛП), β₂ – дисперсионный параметр. В (1) и далее знак комплекснозначности (точка над A₁₅₅₀) опущен для упрощения записи. Параметр β₁ явно не входит в (1), т.к. присутствует в пересчете от времени внешнего наблюдателя t, связанного, например, с ВОЛП, на время T по аналогии с [9].

 

Рисунок 2. Принцип формирования коэффициента y(z) для сегмента по рисунку 1а); отмечено вертикальными линиями в точках z1, z2 и z3

Рисунок 2. Принцип формирования коэффициента ψ(z) для сегмента по рисунку 1а); отмечено вертикальными линиями в точках z₁, z₂ и z₃

 

Если на ВОЛП расположены усилители, например, перед разветвителями, что свойственно схемам построения хPON, то коэффициент Ψ может быть как меньше 0, так и больше 0. Соотношение (1) может использоваться также для схемы с различными параметрами разделения разветвителей, но тогда для каждого сегмента оно должно записываться индивидуально.

Первый этап моделирования ФИМД через параметр ${\omega }_{мгн}\left(Т\right)$ (мгновенная частота излучения) для поступающего на сегмент импульса, представляемого в виде супергауссовой функции с чирпированными фронтами [7; 9; 14] на основе уравнения (1) показал, что характер разветвлений (количество разветвителей, порядок вдоль z и тип разветвителя) не влияет на выходную ФИМД.  Последний показатель зависит только от действия дисперсии. Причем выходная ФИМД не зависит даже от значения z₁, т.е. от удаления первого разветвителя от оптического линейного терминала (OLT, Optical Linear Terminal) (считаем, что на узле с OLT формируется информационно-управляющий ФИМД-сигнал). Влияние Ψ(z) оказывается существенным только для выходной пиковой мощности импульса.

Поэтому для более детального исследования рассматриваемой задачи было сделано предположение, что перед разветвителями может быть установлен волоконно-оптический усилитель на оптическом волокне, легированном ионами эрбия (EDFA, Erbium Doped Fiber Amplifier). Причем EDFA может располагаться и на неразветвленном протяженном сегменте (с длиной свыше ~50 км). Рассматривалось два случая подачи накачки – совместно с информационным сигналом [15] из ближайшего узла и независимо от информационного сигнала [2; 13]. Совместная подача накачки, с точки зрения влияния на ФИМД, согласно предыдущим исследованиям, смещает последнюю в область положительного чирпирования ввиду влияния на ВОЛП нелинейного преломления. Этот случай описывается следующим уравнением (в правой части которого также может присутствовать слагаемое с Ψ(z)):

$\frac{\partial A_{1550}}{\partial z}+\frac{j}{2}{\beta }_2\frac{{\partial }^2{A}_{1550}}{\partial T^2}=\frac{{\alpha }_{1550}}{2}\cdot \left|A_{1550}\right|+j{\gamma }_{1550}^{НЛ}\left({\left|A_{1550}\right|}^2\right)A_{1550}$. (2)

Нелинейный (НЛ) коэффициент в (2) ${\gamma }_{1550}^{НЛ}$ рассчитывался по формуле: ${\gamma }_{1550}^{НЛ}\cong \frac{n_{НЛ,k}\cdot {\omega }_{ц\mathrm{,0}}}{c\cdot s_{эфф}^{ОВ}}$ [9], где $s_{эфф}^{ОВ}$ – эффективная площадь модового пятна в световоде, примем $s_{эфф}^{ОВ}\approx \mathrm{1,2}\cdot {10}^{-11}{м}^2$ для световода типа SMF-28, c – скорость света в вакууме, $n_{НЛ,k}$ – нелинейный (керровский) показатель преломления, ${\omega }_{ц\mathrm{,0}}$ – центральная частота в спектре сигнала [9]. Очевидно, что влияние нелинейного режима преломления тем сильнее, чем выше мощность информационного сигнала. Разветвители же снижают последнюю, что позволяет сказать, что наличие разветвлений должно приводить к увеличению отрицательного характера чирпирования.

Независимая от информационного сигнала подача накачки к EDFA непосредственно не влияет на ФИМД, но обеспечивает создание нелинейного режима только внутри EDFA. В первом случае нелинейный режим внутри EDFA также учитывался; $s_{эфф}^{EDFA}\approx \mathrm{0,4}\cdot {10}^{-11}{м}^2$. В обоих случаях учитывалось усиление сигнала в EDFA, для чего в (2) вместо α₁₅₅₀ использовался коэффициент ${\alpha }_{1550}^{EDFA}>0$.

Если необходимо сместить ФИМД еще значительнее в область положительного чирпирования, то совместно с EDFA можно использовать также оптическое волокно (ОВ) с высокой керровской нелинейностью (НЛ ОВ) и/или оптические волокна со смещенной дисперсией (DSF), включаемые после EDFA, но до разветвителя [16; 17]. Для моделирования такого случая считалось допустимым воспользоваться «эффективным» ${\gamma }_{1550}^{НЛ-эфф}$, учитывающим дополнительный эффект от НЛ ОВ или DSF.

При наличии на ВОЛП EDFA, а также других упомянутых выше типов специальных световодов, моделирование проводилось следующим образом: для схемы расположения компонентов представленной, например, на рисунке 3, последовательно решалось уравнение (1), либо (2). Далее (в разветвителе) предполагалось, что ${\dot{A}}_{1550}$ скачкообразно уменьшается в коэффициент разветвления ξ, после чего импульс распространяется либо в соответствии с уравнением (2), если накачка продолжает присутствовать в линии, либо согласно соотношению:

$\frac{\partial A_{1550}}{\partial z}+\frac{j}{2}{\beta }_2\frac{{\partial }^2{A}_{1550}}{\partial T^2}=-\frac{{\alpha }_{1550}}{2}\cdot \left|A_{1550}\right|$.

 

Рисунок 3. Пример расположения компонентов на сегменте хPON/MAN. В точках z_ℓ располагаются EDFA и Y-разветвители

 

Результаты

В результате последовательного численного интегрирования уравнений для импульса и компонентов линии передачи, параметры которых представлены выше, установлено следующее.

Для типовых параметров EDFA с коэффициентом передачи ℜ ≅ 1,35 [18] и рекомендуемого среднего уровня пиковой мощности импульса в линии не более 10 мВт (по G.703) коэффициент разделения не должен быть выше 1´12. Иначе амплитуда импульса уже снижается настолько, что за разветвителем на ВОЛП, построенным на ОВ SMF-28 (${\beta }_2\cong$ -22 пс²/км [19] и $n_{SMF,k}\cong \mathrm{2,4}·{10}^{-21}$ м²/Вт² [20]), не удается добиться положительного чирпирования даже при наличии совместно передаваемой остаточной накачки (если на входе EDFA мощность накачки составляет 70 мВт [2; 18]). Следовательно, режим положительного чирпирования отсутствует, и ФИМД импульс сразу же начинает смещаться в область отрицательного чирпирования, при этом длительность импульса монотонно увеличивается, что также является негативным фактором.

Если в такой ситуации необходимо все же использовать разветвитель с большим коэффициентом разделения, то можно за разветвителем снова поставить EDFA, а накачку для него подавать, например, через один из портов разветвителя (как и показано на рисунке 3). Для этого разветвитель лучше взять не Y-образный, а звездообразный, обладающий менее направленными свойствами для проходящего излучения, и позволяющий тем самым любой порт использовать как на вход, так и на выход. Но это решение приведет к необходимости расположения лазера накачки на 980нм [15] вблизи разветвителя, а значит, сегмент перестанет классифицироваться как «полностью оптический». Также, это излучение можно подавать удаленно – например, по ранее «темному» световоду, либо совместно с сигналом.

Установлено также, что для минимизации эффекта увеличения текущей длительности импульса Т_И под воздействием дисперсии пиковую мощность импульса следует наращивать в ξ раз.

Увеличение мощности импульса на ВОЛП с EDFA можно получить как путем наращивания мощности накачки на входе $P_{\mathrm{0,}EDFA}$, так и путем увеличения длины L_EDFA легированного световода (при меньшем значении $P_{\mathrm{0,}EDFA}$). В первом случае преимуществом является то, что мощность как входной, так и остаточной накачки также будет выше, а значит при ее совместной передаче с сигналом она более эффективно создает нелинейный режим преломления. Т.е. увеличение $P_{\mathrm{0,}EDFA}$ в световодах перед разветвителем позволяет пропорционально усилить положительное чирпирование (соответственно, уменьшить соотношение ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}$, где ω_П – получаемая круговая частота на переднем и ω_З – на заднем фронте импульса).

Это, в свою очередь, позволяет уменьшить ${\gamma }_{1550}^{НЛ}$, как и длину НЛ ОВ, если специализированный световод используется совместно с EDFA (при моделировании указанные световоды рассматриваются как единый световод с ${\gamma }_{1550}^{НЛ-эфф}$), что в конечном итоге может снизить себестоимость схемы.

Но у первого способа также имеется и недостаток (соответственно, интерпретируемый как преимущество второго способа). А именно, с ростом P_EDFA увеличивается и шум спонтанного усиленного излучения (ASE) [2; 11; 12; 18], представляющего собой широкополосное излучение (в диапазоне длин волн усиления EDFA, т.е. от ${\lambda }_{min}$ ≈ 1530 нм до ${\lambda }_{max}$ ≈ 1557 нм), уровень мощности P_ASE которого пропорционален ${\left|A_{1550}\right|}^2$. Так, при наличии импульса, проходящего через EDFA, шум ASE выше, чем при отсутствии импульса, что позволяет говорить о мультипликативности рассматриваемого вида шума [18]. К мультипликативной составляющей возникающих помех также можно отнести и неизбежно возникающее отражение (от разветвителя, сварных швов, в т.ч. при стыковке EDFA, НЛ ОВ, DSF ОВ и пр.), амплитуда которого тем больше, чем выше мощность подаваемого излучения. Все это говорит о наличиии компромисса между , а точнее, между P_0,EDFA, P_EDFA и L_EDFA.

Для проведения оценки параметров сегмента, обеспечивающих средний вдоль z уровень соотношения сигнал/шум в линии S/N ³ 14 дБ, примем к рассмотрению следующие эмпирические оотношения [18]:

$P_{ASE}\approx \mu \cdot \sqrt[]{{\left(P_{EDFA}\right)}^3}$ для входного информационного сигнала ${\left|A_{1550}\right|}^2~1$ мВт;

$\mu \approx \eta \cdot P_{\mathrm{0,}EDFA}\left(1+\frac{L_{EDFA}}{L_0}\right)$, $10м\le L_{EDFA}\le 30м$. (3)

Здесь η – размерный коэффициент (пока можно его значение принять ≈ 1); L₀ = 10 м. Увеличение P_ASE с нарастанием L_EDFA остается практически незаметным для P_EDFA ≤ 30...35 мВт и для L_EDFA≤ 30 м. Уровень сигнала оценивался как $S\approx {\left|A_{1550}\right|}^2$ по длине ВОЛП от OLT до абонентского полукомплекта, в том числе, до радиооборудования RoF (сумма по всем ответвляемым сегментам).

Сравнивались три случая:

• значительная накачка EDFA, расположенного перед разветвителем, возможно, сопровождаемым НЛ ОВ и/или DSF ОВ (рисунок 4а);
• меньшая накачка EDFA перед разветвителем, обладающего значительной L_EDFA (рисунок 4b);
• накачка EDFA перед и после разветвителя (рисунок 4c).

Уровень шума N определяется P_ASE и мощностью отраженного излучения P_отр, который суммируется по всем включенным (состыкованным) компонентам линии. Например, для ВОЛП по рисунку 3 в первом сегменте $z\le z_1$ значение $P_{отр\mathrm{,1550}}=\mathrm{0,3}дБ+\mathrm{0,2}дБ=\mathrm{0,5}дБ$, что соответствует отражению от сварного шва SMF-28 + EDFA и далее – EDFA + пиг-тайл разветвителя. Если добавляются НЛ ОВ и/или DSF ОВ, то количество стыков и уровень отраженного излучения, соответственно, повышается.

 

Рисунок 4. Исследуемые сегменты: а) высокая накачка EDFA (варьируемые параметры – на первом этапе P_0,EDFA (наибольшее значение величины – 70 мВт) и L₁, на втором этапе – добавлением нелинейного режима  и/или b_2,DSF); b) ограниченная накачка EDFA большей длины (варьируются – на первом этапе L₁, L_EDFA; на втором этапе – дополнительное применение НЛ ОВ, DSF); c) многократное использование EDFA (с L_EDFA = 10 м и P_EDFA = 35мВт с исследованием эффективности повторного применения и НЛ ОВ, DSF). Использование НЛ ОВ совместно с EDFA моделировалось путем увеличения от ${\gamma }_{1550}^{НЛ}$ до ${\gamma }_{1550}^{НЛ-эфф}$ на 10…12%

 

При определении  предполагается, что отраженная волна не передается за разветвитель, например, из сегмента $z_1\le z\le z_2$ в предыдущий сегмент $z\le z_1$. Кроме того, не учитывается отражение от сварных швов SMF-28 + SMF-28, т.к. оно присуще любому варианту построения линии и практически (в технической задаче можно принять) не сказывается на определении искомых параметров сегмента. Отражение на длине волны 980 нм пропорционально мощности P_EDFA в зоне отражения: $P_{EDFA}=P_{\mathrm{0,}EDFA}\cdot e^{-{\alpha }_{980}\cdot L}$, и нормируемого коэффициента отражения от соответствующего стыка.

Модель, представленная уравнениями (1)–(3) совместно с соотношением ${\left.A_{1550}\right|}_{z>z_1}=\frac{1}{\xi }\cdot \left[A_{1550}\right]-\Delta A_{1550}$, учитывающим разветвление и отражение, не позволяла анализировать порядок размещения EDFA, НЛ и DSF, т.к. предполагается, что этими свойствами обладает единый световод.

Обсуждение и заключение

По результатам моделирования с привлечением пакета Maple 12 для интегрирования уравнений (1), (2) с учетом (3) для определения параметров сегментов, установлено, что для получения наибольшего положительного чирпирования импульса за разветвителем (т.е. минимум соотношения ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}$) следует придерживаться параметров, представленных в таблице 1.

 

Таблица 1. Рекомендуемые параметры разветвленных ВОЛП для сегментов xPON/MAN с информационно-управляющими ФИМД-сигналами

Разветвитель до 1´6	1´6 ... 1´12	Свыше 1´12 (иссл. до 1´24)
Y-разветвитель	Y-разветвитель	Звездообразный разветвитель
EDFA до разветвителя		Двойной EDFA
LEDFA = 10 м и PEDFA = 35 мВт	LEDFA = 18...25 м и PEDFA = 35 мВт1	Перед разветвителем LEDFA = 25 м; после – 18 м; PEDFA = 35 мВт
[2]nНЛ,k ≅ 1...3´10-17 м2/Вт2	6...8´10-17 м2/Вт2	1...3´10-17 м2/Вт2
PASE ≈ 0,11...0,15 мВт	PASE ≈ 0,15...0,20 мВт	PASE ≈ 0,20...0,30 мВт

 

При этом S/N ³ 14 дБ; ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}\approx \mathrm{0,92}$, что обеспечивает предотвращение уширения импульса при его дальнейшем распространении в соответствии с (2) на протяжении 45...48 км на ВОЛП с ${\beta }_2\cong$-22 пс²/км и $n_{SMF,k}\cong {\mathrm{2,4.10}}^{-21}$ м²/Вт². В качестве пояснений к представленным в таблице 1 данным на рисунке 5 приведены графики зависимостей ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}$ и S/N вдоль z. Нелинейный характер графиков, близкий к экспоненциальному, по-видимому, связан, в основном, с характером потерь излучения 980 нм в линии, сопровождающего информационный сигнал.

 

Рисунок 5. Иллюстрация характера распределения параметров сигнала, распространяющегося вдоль ВОЛП: а) отношение ${\omega }_{П}/{\omega }_{З}$, определяющее чирпирование; b) отношение «сигнал/шум» S/N в линии

 

На рисунке 5 обозначено: 1 и 6 – соответствует накачке P_0,EDFA=70 мВт; 2 и 8 – P_0,EDFA=35 мВт; 3 и 10 – соответствует «короткому» EDFA с L_EDFA=10 м со значительной накачкой P_0,EDFA=70 мВт; 4 – «длинному» EDFA с L_EDFA=25 м и небольшой накачкой P_0,EDFA=35 мВт; 5 и 9 – включение дополнительного EDFA с L_EDFA=10 м и P_0,EDFA=35 мВт после разветвителя; 7 – L_EDFA=10 м и P_0,EDFA=45 мВт.

Везде, кроме случая с дополнительно включенным EDFA, предпочтительной оказалась дистанционная подача накачки от OLT. Использование специализированных световодов может представлять интерес при разветвлении 1´12 и выше. При меньшем разветвлении в их применении нет необходимости ввиду того, что, с одной стороны, действие EDFA оказывается достаточным, а с другой стороны – дополнительные световоды – это лишние стыки, приводящие к увеличению отражений на ВОЛП.

Полученные условия для положительного чирпирования призваны обеспечить минимизацию искажения информационно-управляющего ФИМД-сигнала посредством действия дисперсии на разветвленных ВОЛП при его передаче по сегментам xPON/MAN.

¹ Повышенная накачка в большей степени ухудшает ситуацию из-за нарастания ASE и отражений, чем улучшает; усиления лучше добиваться путем увеличения длины и повышением эффективности НЛ ОВ.

² Предполагалось, что согласно [16], длина НЛ ОВ составляет ~ 10 м.

About the authors

Irina L. Vinogradova

Ufa University of Science and Technology

Author for correspondence.
Email: vil-4@mail.ru

Doctor of Technical Sciences, Professor of the Telecommunication Systems Department

Russian Federation, Ufa

Evgenia Yu. Golovina

Institute of Oil Refining and Petrochemistry of Ufa State Petroleum Technological University in Salavat

Email: egolovina82@mail.ru

Senior Lecturer of the Information Technologies Department

Russian Federation, Salavat

References

Supplementary files