Modifications of Pilot Patterns for Channel Estimation in Networks 802.11p Standards

Full Text

Развитие ITS (интеллектуальных транспортITS (интеллектуальных транспорт (интеллектуальных транспортных систем) происходит на телекоммуникационных платформах беспроводных локальных сетей (WLAN IEEE 802.11). Прототипы проWLAN IEEE 802.11). Прототипы про IEEE 802.11). Прототипы проIEEE 802.11). Прототипы про 802.11). Прототипы протоколов 802.11 взаимодействия в сетях VANET создавались для работы с фиксированными или малоподвижными (медленными) подвижными объектами (ПО) и, следовательно, не учитывали негативного влияния высокоскоростных ПО на характеристики радиоканалов V2V (связь между подвижными объектами). На рисунке 1 представлена структура кадра в стандарте 802.11 [1]. Среди многих методов улучшения качества ОСК, базирующихся на введении дополнительных пилотных сигналов, наиболее привлекательными являются «кросс-уровневые методы» - модификации структуры кадра WLAN [1], в которых не затрагиваются стандартизированные процедуры и характеристики двух нижних уровней (физического и MAC). Все изменения выполняются на более высоких уровнях путем доработки соответствующего программного обеспечения, выполняя при этом требования «обратной» совместимости. Дополнительное выделение части ресурсов, имеющихся в распоряжении системы OFDM на передачу ПТ, приводит к уменьшению полезной нагрузки, то есть снижению скорости передачи сообщений. В данной работе концепция «кросс-уровневой» модификации содержит два отличия от решений [1]. 1. Включение дополнительных пилот-сигналов, которые снижают скорость передачи информации, проводится только при превышении выше определенного порога скоростей, взаимодействующих ПО в зоне покрытия WLAN, которое приWLAN, которое при, которое приводит к появлению быстрых замираний в канале. 2. Дополнительные пилот-сигналы имеют регулярную алмазную или гексагональную конфигурацию, что позволяет получать ОСК методами линейной 2D-интерполяции, взамен существенD-интерполяции, взамен существен-интерполяции, взамен существенно более трудоемкой MMSE винеровской фильMMSE винеровской филь винеровской фильтрации [2]. Рисунок 1. Структура кадра в стандарте 802.11 [1] полезной нагрузки, то есть снижению скорости передачи сообщений. В данной работе концепция «кросс-уровневой» модификации содержит два отличия от решений [1]. 1. Включение дополнительных пилот-сигналов, которые снижают скорость передачи информации, проводится только при превышении выше определенного порога скоростей, взаимодействующих ПО в зоне покрытия WLAN, которое приWLAN, которое при, которое приводит к появлению быстрых замираний в канале. 2. Дополнительные пилот-сигналы имеют регулярную алмазную или гексагональную конфигурацию, что позволяет получать ОСК методами линейной 2D-интерполяции, взамен существенD-интерполяции, взамен существен-интерполяции, взамен существенно более трудоемкой MMSE винеровской фильMMSE винеровской филь винеровской фильтрации [2]. Полученные результаты Основу эквидистантного размещения представляет собой обобщенная 2D теорема отсчетов [3; 4]: 1/2, Dm s t f T N≤ max 1/2, f fN τ ∆ ≤ (1) где s T - длительность OFDM-символа; f ∆ - разнос поднесущих OFDM; t N - расстояние между ПТ по оси времени; f N - расстояние между ПТ по оси частот. По оси времени ПТ размещаются в точках, расстояние между которыми определяется величиной Dm f - максимальным значением частоты спектра допплеровского рассеяния. По оси частот расположение ПТ определяет max τ - максимальное значение рассеяния времени задержки в профиле многолучевого распространения в канале по гексагональной схеме, представленной на рисунке 2. Рисунок 2. Гексагональная схема размещения ПТ в кадре OFDM-сигнала Параметры сигнала OFDM взаимосвязаны: 1, cp s cp T T T T T T  = + = +  (2) где cp T - длительность интервала циклического префикса; 1/Tf = ∆ - интервал ортогональности поднесущих OFDM; f ∆ - величина разности поднесущих на частоте. Параметры d f и max, τ характеризующие рассеивание канала по времени и частоте соответственно, являются случайными величинами, ко торые определяются факторами окружающей обстановки. Перед проектировщиком система всегда встает проблема выбора параметров t N и . fN Если ориентироваться на «наихудшие» условия, то получаются чрезмерно насыщенная для большинства ситуаций сетка ПТ и, как следствие, значительные потери в скорости передачи информационных сообщений, уменьшение спектральной эффективности, измеряемой в бит/Гц. Если выбирать интервалы t N и , fN при которых выполняются условия Найквиста в «усредненных» условиях, то при отклонении параметров канала от средних значений в «худшую» сторону возрастают в результате «наложения» ошибки оценок состояния канала. Создание сетки ПТ, адаптирующейся к изменениям параметров канала, может оказаться решением поставленной проблемы. Введение в систему OFDM дополнительных элементов или блоков, реализующих процедуру адаптации, означает усложнение, а следовательно, удорожание системы. Для определения целесообразности введения адаптации следует оценить, насколько ухудшаются оценки состояния канала при несогласовании используемых t N и fN с фактическими значениями d f и max τ в радиоканале. Рассмотрим рассогласование по оси t. В большинстве современных беспроводных связи с подвижными объектами 1 1, cpd ds TffT FT  = + ≤ ∆  (3) поэтому вариации () i ht - коэффициента передачи в канале i-й поднесущей - может быть с достаточной степенью точности () i ht аппроксимированы первым членом разложения в ряд Тейлора: 0 0 0 0 ( ) ( ) ( )( ), iii hhh ′ τ = τ + τ τ-τ (4) где 0 τ - момент определения ПТ; 0() ih′ τ - производная () h τ по времени. Полагая, что 0 , n t S ttN T - ≤ получаем приемлемую величину ошибки оценки ( ).h τ Если 0 , n t S ttN T - > то 0 ( ) ( ) ( ) ( )( ). t i i i n n h h h t h t t ψ′ ∆ τ = τ - = τ - Средний квадрат () i ht ′ по свойствам преобразования Фурье от корреляционной функции может быть выражен через спектральную плотность мощности процесса () :ih τ ( ) ( ) 22 22 ( ) 2 2 2 . d d f id f M h t f S f df f -  ′ = π π = π  ∫ Тогда [ ] 22 ( ) 2 ( ). i d n M h t f t t τ ∆ = π - (5) Таким образом, получим , nt t t N τ - = ∆ где ()S ω - спектр Джейкса [3]. Увеличение среднего квадрата ошибки 2 τσ при этом равно 2 2 2 2 ( ) . d t S f N Tτ σ = π ∆ (6) В случае рассогласования дистанции f N с характеристикой плотности рассеивания времени запаздывания max F τ∆ сопоставим 2 0ε величину среднего квадрата ошибки оценки для i-й поднесущей ()ii H f H = по оценке ПТ 0 0 ( ) . PP H f H = Частота ПТ находится в пределах интервала корреляции по частоте 0 êîðð i f f f - =δ с величиной 2 kε среднего квадрата ошибки () i Hf по оценке ПТ на частоте k f ( ) , = k p k p H f H для которой .êîððki fff - >δ По определению ( )2 22 2,kk p iK k M H K  ε = - +ε   (7) где iK K - величина корреляции i H и  ; kpH ( )22 kk p pp M H H  ε = -   - мера дисперсии ошибки оценки K-го ПТ; k pH - оценка величины ПТ . k pH Пронормировав (7) относительно 2, H где ,k ip HHH = = получаем для 2 PHε - среднего квадрата ошибки: [ ] 22 2 1 ( , ) ,KH i k PH Rff ε = - + ε где (,) ik Rff - коэффициент корреляции по частоте i H и . k pH Аналогичным образом определим для нормированного значения среднего квадрата ошибки 2 OHε и получим [ ] ( )2 20 0 2 ( , ) .OH i PH Rff ε = - + ε Тогда искомая величина 22 0 2 0 2 2( ( , ) ( , )) ( ) ( ) . KH OH i i k k p PH R f f R f f ε -ε = - +  + ε - ε  (8) Поскольку статистики величин K Pε и 0 Pε одинаковы, то разность их средних квадратов равна нулю. Таким образом, приращение искомой величины определяется величиной уменьшения коэффициента частотной корреляции поднесущих OFDM-сигнала. Заметное возрастание величины ошибки оценки канала (ОСК) имеет место вследствие отличия реальных значений характеристик радиоканала от параметров конфигурации ПТ. Целесообразно в этих условиях применить адаптацию для подстройки параметров конфигурации. Правила такой адаптации в качестве исходных данных должны использовать оценки параметров d f и maxτ - d f и max τ  соответственно. Оценку d f получить достаточно просто, оценивая max v максимальную взаимную скорость подвижных объектов, например, по данным систем акселерометра GLONASS. Поскольку max 0, d v ff c = - (9) где 0 f - частота радионесущей сигнала OFDM; с - скорость света. В качестве верхней границы для оценки max τ  можно принять величину , cpT и получаем верхнюю границу для max, PN максимального числа ПТ в блоке или кадре сигналов OFDM, равную: max , S P ft NNN NN  =    (10) где S N - число OFDM символов в блоке; N - число поднесущих в символе OFDM; [ ] m - наибольшее целое число не превышающее m. Более точную оценку max τ  определим по  L - оценке длительности импульсной характеристики канала. Значение  L можно найти по алгоритму Ванга-Ву [5], определяющему  L по статистике второго порядка принимаемого OFDM-сигнала. При cpTL -  определим 1 . 2f N Lf ≤ ∆ (11).

About the authors

S. N Eliseev

Povolzhskiy State University of Telecommunications and Informatics

Samara, Russian Federation

L. N Trifonova

Povolzhskiy State University of Telecommunications and Informatics

Samara, Russian Federation

References

Supplementary files