PARALLEL OPERATING OF ZCT STEP-UP BOOST CONVERTERS

全文:

Как известно, в системах электроснабжения (СЭС) космических аппаратов (КА) используются два типа первичных источников электроэнергии, которые имеют нестабильное выходное напряжение это аккумуляторная батарея (АБ) и солнечная батарея (СБ) [1-3]. Для обеспечения стабильного напряжения на выходной шине СЭС, питающей полезную нагрузку, необходимо энергопреобразующее стабилизирующее устройство. В качестве стабилизирующих регуляторов мощности СБ традиционно используются шунто-вые стабилизаторы (ШС) напряжения коротко -замыкающего типа, которые имеют минимальный набор компонентов, не требуют дросселей для сглаживания пульсаций входного и выходного токов, что обуславливает их высокие удельные характеристики [3; 4]. Для обеспечения стабильного напряжения при питании аппаратуры КА на теневом участке орбиты, при дефиците энергии, получаемой от СБ, используется энергия, накопленная в АБ. В связи с тем, что напряжение на АБ в зависимости от степени заряжен-ности может значительно меняться, в этом случае так же необходимо энергопреобразующее устройство, обеспечивающее стабилизацию выходного напряжения. При больших мощностях СЭС целесообразно переходить на повышенные значения напряжения стабилизированной выходной шины СЭС 100 В и более. В связи с этим чтобы обеспечить стабильное напряжение, например 100 В и длительный ресурс АБ, целесообразно использовать преобразователи электроэнергии повышающего типа. Это позволит ограничить количество последовательно включенных аккумуляторов в батарее и тем самым уменьшить проблему разбалансировки между элементами АБ. Как известно, блочно-модульный принцип построения автономных СЭС, состоящих из идентичных ячеек преобразователей электроэнергии, работающих на общую выходную шину питания, целесообразен с точки зрения обеспечения надежности СЭС в условиях длительной работы в необслуживаемом режиме, как например СЭС КА [1; 2]. В качестве энергопреобразующего устройства для стабилизации напряжения на шине СЭС при питании от АБ возможно использовать набор идентичных преобразователей напряжения (ПН) повышающего типа, включенных параллельно. Традиционно для организации равномерного распределения мощности между ячейками ПН применяются дополнительные контуры обратной связи по импульсному току ключевого элемента либо по среднему току для каждой ячейки ПН, как показано на рис. 1, где КЯ - коммутирующая ячейка, СУ - схема управления, КУ - корректирующее устройство, обеспечивающее динамическую устойчивость стабилизатора напряжения в целом. использоваться паразитные емкости и индуктивности; возможность параллельной работы на общую нагрузку без дополнительных средств по токовыравнива-нию. В настоящей работе исследуется последнее высказанное предположение, что использование резонансных режимов в параллельно работающих ПН позволяет распределить преобразуемую мощность между ячейками с приемлемой равномерностью без использования дополнительных контуров управления, как это реализовано при использовании традиционных импульсных ПН с «жестким» переключением с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). Основанием к данному предположению является то, что часть преобразуемой энергии в ПН рассматриваемого типа за один период коммутации запасается в элементах резонансного контра (РК), причем запасаемая энергия слабо зависит от преобразуемой мощности при прочих фиксированных параметрах (входное и выходное напряжения, параметры РК). Таким образом, скорость расхода энергии, запасаемой в элементах РК, будет зависеть от мощности нагрузки, т. е. например, с уменьшением сопротивления нагрузки средняя мощность за период коммутации будет снижаться при прочих фиксированных параметрах (напряжение на входе ПН, длительность импульсов управления активными ключами). Данный эффект можно интерпретировать как отрицательную обратную связь (ООС) по току нагрузки, назовем ее параметрической ООС. В качестве объекта исследования возьмем преобразователь напряжения повышающего типа с переключением КЭ при нулевых значениях тока (далее ПНТ-преобразователь) [6], схема силовой части которого представлена на рис. 2. Рис. 1. Упрощенная схем многофазного импульсного стабилизатора напряжения с активным токовыравниванием между ячейками повышающего типа В рассматриваемом далее варианте возможность обеспечения распределения токов между ячейками ПН предполагается осуществлять за счет свойств резонансного режима, используемого в преобразователях [5-7]. Возможность применения резонансных (квазире-зонансных) преобразователей в СЭС КА обусловлена рядом преимуществ работы ключевого элемента (КЭ) в резонансном режиме по следующим характеристикам в сравнении с обычными импульсными преобразователями на ту же мощность, работающими с той же частотой коммутации: значительно меньшие потери на переключение; сниженные электромагнитные помехи; более низкие требования к элементам, особенно в отношении максимально-допустимых скоростей нарастания напряжений и токов; для организации резонансных процессов переключения могут Рис. 2. Упрощенная схема силовой части ПНТ-преобразователя повышающего типа Регулировочная характеристика данного преобразователя определена в [8] и имеет следующий вид q = ■ 1 и. Kрх -Y1 Крх = 1 + F ґ вх ґ Сри вых 11 1 - f Івх L1' 2 2UвЬІХ Iвх Uвых кj V V J (1) (2) arccos ґ L ьр2 ґ ^2 - arcsin V V j v j Л Vi ю, X + 28 Математика, механика, информатика На рис. 3 представлено семейство передаточных характеристик в зависимости от регулирующего параметра (относительный коэффициент заполнения основного силового ключа К1 на рис. 2) при разных значениях входного тока с параметрами РК, приведенными в табл. 1. Также на данном графике представлена характеристика для классического повышающего ПН. Из графика видно, что характеристики ПН с резонансным режимом находятся выше, чем характеристика для классического ПН, при этом с уменьшением входного тока характеристика становится более крутой. Данный эффект говорит о том, что дифференциальное выходное сопротивление ПНТ-преобразователя выше, чем у классического ПН, что дает возможность реализовать параметрическое выравнивание входных токов. и 0,1 0,2 JP 0,4 0,5 «,6 0,7 Рис. 3. Семейство передаточных характеристик Далее определим, какой из элементов, входящих в РК, оказывает наибольшее влияние на выходное сопротивление. Для этого построим семейства характеристик, показывающих изменение коэффициента передачи ПНТ-преобразователя от входного тока при разных значениях L^ (рис. 4) и L^ (рис. 5). Резонансная емкость Ср согласно [9] должна быть как можно меньше для уменьшения статических потерь в цепи РК, поэтому оставляем её фиксированной. Из графиков, приведенных на рис. 4, видно, что увеличение индуктивности РК, последовательно включенной с основным ключом К1, приводит к увеличению выходного сопротивления, что в свою очередь улучшает выравнивание входных токов между параллельно включенными ячейками ПНТ-преобразователей. Рис. 5. Коэффициент передачи преобразователя в зависимости от входного тока при разных значениях Ьр2 при прочих фиксированных параметрах Для организации распределения мощности между параллельно работающими ячейками ПН повышающего типа необходимо контролировать распределение входных токов ячеек. Для параметрического токовы-равнивания необходимо, чтобы во всем диапазоне допустимых отклонений величин, влияющих на выходной ток каждой из ячеек ПН, входной ток каждой ячейки находился в диапазоне допустимых значений. Оценку будем проводить с помощью функций полу-относительных чувствительностей (3)-(6) [10]. Здесь каждая из функций показывает отклонение входного тока, отнесенное к процентному отклонению значения одного из четырех параметров (L^, L^, Ср, у) соответственно. Так как выразить входной ток из выражения (2) в явном виде затруднительно, для построения функций чувствительности воспользуемся P-spice моделью ПНТ-преобразователя, которая была ранее разработана авторами, а ее адекватность подтверждена сопоставлением результатов моделирования и экспериментальных осциллограмм резонансных циклов данного ПН, что отражено в [8]. На рис. 6-8 показаны графики функций полуотносительных чувствительностей по каждому параметру РК и управляющему параметру у в зависимости от изменения выходного напряжения при прочих фиксированных параметрах. Все кривые построены по точкам, полученным при имитационном моделировании в формате P-spice для стационарных режимов, где все фиксированные параметры принимались из табл. 1. -р-'’) = L-1' d^1 <r", L»1> Y u =Y (1) Рис. 4. Коэффициент передачи преобразователя в зависимости от входного тока при разных значениях Ьр1 при прочих фиксированных параметрах 'р2 QC р (’)=ср • (у“, с) Q (’) = yи • d-1 (ивх, yи) d Yu Y u =Y (1) Y u =Y (ивх, 1) Y u =Y (ивхJ ) (3) (4) (5) (6) 29 Вестник СибГАУ. № 3(49). 2013 Рис. 6. График отклонения входного тока по отношению к отклонению емкости Ср в зависимости от выходного напряжения при разных средних значениях выходного тока Рис. 7. График отклонения входного тока по отношению к отклонению коэффициента заполнения управляющего сигнала в зависимости от выходного напряжения при разных средних значениях выходного тока б Рис. 8. Графики отклонения входного тока по отношению к отклонению значений индуктивности Lp2 (а) и Lp1 (б) в зависимости от выходного напряжения при разных средних значениях выходного тока а Таблица 1 Параметр Ср Lp- ір2 -^н.мин Lb Сф ивх ивых /к Значение 16 нФ 2 мкГн 1 мкГн 33,33 Ом 200 мкГн 47 мкФ 50...80 В 100 В 200 кГц Приведенные результаты моделирования показывают, что наибольшую чувствительность по разбалан-сировке входных токов имеет управляющий параметр -относительный коэффициент заполнения импульса управления основным ключом (К1 на рис. 2). Таким образом, если при параметрах ПН, заданных в табл. 1, разбалансировку по входным токам задать не более 10 % (под разбалансировкой тока имеется ввиду отклонение входного тока Ж-ой ячейки ПН относительно суммы значений входных токов, поделенной на количество ячеек), то максимальная разница между параметрами Lpi ячеек ПН недолжна превышать 7 %, а между параметрами Lp2 и Ср - 5 % и 4 % соответственно. Максимальное отклонение относительного коэффициента заполнения управляющих импульсов друг относительно друга не должно превышать также 4 %. На рис. 9 показана внешняя характеристика, полученная в результате имитационного моделирования в формате P-spice, отражающая зависимость выходного напряжения от входного тока, т. е. от мощности нагрузки, что также подтверждает наличие повышенного дифференциального выходного сопротивления ПНТ-преобразователя повышающего типа. На рис.10 показан результат имитационного моделирования в формате P-spice двух параллельно включенных ячеек ПНТ-преобразователей, работающих в режиме стабилизации выходного напряжения при ступенчатом изменении мощности. Между параметрами РК был введен разброс в пределах 10 % для L^ и L^ и 14 % для Ср по отношению к наименьшему значению из двух (табл. 2). Из представленных диаграмм видно, что как в установившемся, так и в переходном режиме разбалансировка входных токов, является не значительной и не превышает 10%-го отклонения. 30 Математика, механика, информатика Таблица 2 Ячейка № L 1 Ьр2 Ср ивых ивх 1 2,2 мкГн 1,1 мкГн 14 нФ 100 В 50 В 2 2 мкГн 1 мкГн 16 нФ 8 1, А 2 014.9 15.0 15.1 t, МС 15.2 Рис. 10. Переходный процесс по входному току для каждой из двух параллельно включенных ячеек ПНТ-преобразователей, работающих в режиме стабилизации выходного напряжения (100В) при ступенчатом изменении мощности нагрузки Теоретическое исследование параллельной работы ПН с резонансным режимом в цепи стабилизатора напряжения показало, что большое внутреннее сопротивление, определяемое параметрами РК, позволяет выравнивать токи между параллельно работающими ячейками ПН без дополнительных контуров управления. Равномерность распределения токов будет тем выше, чем выше значение индуктивности РК, включенной последовательно с основным ключом ПНТ-преобразователя повышающего типа при прочих фиксированных параметрах. При этом, разброс значений коэффициента заполнения у управляющих сигналов должен быть относительно мал, что не может быть обеспечено отдельными формирователями ШИМ -сигнала. Это, в свою очередь, предполагает применение цифрового способа формирования управляющих импульсов ШИМ-сигналов, сдвинутых друг относительно друга по фазе.

作者简介

N. Goryashin

Siberian State Aerospace University named after academician M.F. Reshetnev

Email: gorkolya@mail.ru
31 “Krasnoyarskiy Rabochiy” prosp., Krasnoyarsk, 660014, Russia

A. Zorin

Siberian State Aerospace University named after academician M.F. Reshetnev

31 “Krasnoyarskiy Rabochiy” prosp., Krasnoyarsk, 660014, Russia

M. Lukyanenko

Siberian State Aerospace University named after academician M.F. Reshetnev

31 “Krasnoyarskiy Rabochiy” prosp., Krasnoyarsk, 660014, Russia

A. Solomatova

Siberian State Aerospace University named after academician M.F. Reshetnev

31 “Krasnoyarskiy Rabochiy” prosp., Krasnoyarsk, 660014, Russia

参考

补充文件