THE ANALYSIS OF WAYS OF UPGRADE OF DATA PROCESSING OF HIGHLY MOBILE SUBSCRIBERS IN A NETWORK OF BROADBAND ACCESS

Texto integral

Применение технологии Mobile HotSpot (MHS) [1] в гибридной сети беспроводной передачи информа- ции (ГСБПИ) позволяет представить схему функцио- нирования данной сети (рис. 1). Формирование кана- лов радиосвязи в ГСБПИ осуществляется за счет раз- несенного приема, что обеспечивает повышение их надежности и пропускной способности [2]. В работах [1; 3] рассмотрены основные подходы реализации MHS в ГСБПИ. Локальная сеть ВС, как пример MHS, включает подсеть автоматизированных рабочих мест экипажа воздушного судна и подсеть автоматизированных мест авиапассажиров. Подсеть автоматизированных рабочих мест экипажа воздуш- ного судна предназначена для обеспечения обмена командной информацией управления воздушным движением. Данная информация имеет наивысший приоритет и для нее осуществляется гарантированное резервирование определенного объема ресурса про- пускной способности сети. Подсеть автоматизирован- ных мест авиапассажиров обеспечивает предоставле- ние инфокоммуникационных услуг согласно требова- ниям авиапассажиров и их возможности оплатить данный вид услуг: для обеспечения передачи инте- рактивного видео- и аудиопотоков может использо- ваться подсеть широкополосного доступа; для полу- чения аудио- и видеоинформации по запросу: для пе- редачи запроса – подсеть декаметровой радиосвязи, для получения – подсеть на основе геостационарного спутника-ретранслятора; для передачи коротких со- общений с низкой стоимостью – каналы сети радио- связи декаметрового диапазона; сеть спутников- ретрансляторов на низкой орбите обеспечивает на- дежную передачу команд управления и данных ме- стоопределения. Рис. 1. Схема функционирования ГСБПИ с использованием технологии MHS и разнесенного приема: БС 1 – базовая станция ; ЛС ВС – локальная сеть воздушного судна; ЦС – центральная станция; СУРД – сервер управления доступом; БСРД – базовая станция радиодоступа; НСР – спутник-ретранслятор на низкой орбите; ГСР – спутник-ретранслятор на геостационарной орбите; МЛС – межспутниковые линии связи 65 Математика, механика, информатика Анализ существующих способов повышения эффективности функционирования высокомо- бильных абонентов в сети широкополосного дос- тупа. Эффективность функционирования мобильных абонентов сетей широкополосного доступа во многом определяется успешным выполнением процедуры хэндовера. Рассмотрим влияние многократного по- вторения управляющих сообщений на вероятность успешного хэндовера. Пусть i-е управляющее сооб- щение может быть повторно передано Ni раз. Тогда вероятность успешного хэндовера [1–4]: M −1 Pу = ∏ P( Ai ) = i =0 (1) Из выражения (3) видно, что осуществление про- цедуры хэндовера ограничено временем передвиже- ния МС между БС. Поэтому применение повторных передач управляющих сообщений не обеспечивает повышения эффективности функционирования высо- комобильного абонента в сети широкополосного дос- тупа. Согласно работам [2; 3; 5–8], влияние эффекта До- плера на вероятности битовой ошибки в зависимости от скорости MС показано в модели Кларка−Джейкса. Для анализа этого влияния представим выражение (1) в виде M −1 Pу = ∏ P( Ai ) = i =0 M −1 ⎡ Ni L − L ⎤ = ⎢ (1 − [1 − P (γ )] i ) j 1 [1 − P (γ )] i ⎥, M −1 ⎡ Ni L L ⎤ ∏ ∑ b b b b i j −1 i i =0 ⎢⎣ j =1 ⎦⎥ = ∏ ⎢∑(1 − ⎡1 − Q( 2γb )⎤ ) ⎡1 − Q( 2γb )⎤ ⎥. где M – число управляющих сообщений; Ni – число i =0 ⎢⎣ j =1 ⎣ ⎦ ⎣ ⎦ ⎥⎦ 1 повторов при передаче i-го сообщения хэндовера; log K Pb (γb ) − вероятность битовой ошибки при отноше- Здесь γb = 2 – среднее 1 − 1 N + 2Y + NTs ( 1 ) нии мощности полученного бита к мощности шума в 2 [ ] N log K Eb канале на длительности бита, равном γb; сообщения в битах. Li − длина 2 N0 Анализ зависимостей (рис. 2) показывает, что ве- роятность успешной передачи управляющих сообще- отношение энергии сигнала к мощности шума на дли- тельности бита передаваемой информации, где N −1 ний хэндовера, Pу, уменьшается с увеличением веро- ятности ошибки в символе Рb(γb). При использовании Y = ∑ i =1 ( N − i) J 0 (2πfmTs i); N – число поднесущих ка- повторной передачи значение вероятности успешного хэндовера значительно повышается. Для анализа связи рассмотренных параметров со скоростью передвижения MС предположим, что на передаче сообщения выдаются в канал без задержек. Тогда полное время ожидания, связанное с процеду- нала OFDM; J0 – функция Бесселя нулевого порядка; Ts – продолжительность символа используемой схемы модуляции, переданного на поднесущей N0 – спек- тральной плотностью гауссова шума; Еb – энергия сигнала на длительности бита передаваемой инфор- fv рой хэндовера, определится по формуле мации; fm = m cos α – частота Доплера; с – ско- c M TM = (∑ Ni )T1 + MT2 , (2) i =1 где T1 – интервал времени между двумя смежными рость распространения света; α – угол между векто- ром скорости движения МС и направлением связи с БС; vm – скорость движения абонента; передачами одного сообщения; T2 – интервал времени Pb (γb ) = Q( 2γb ) – вероятность ошибки на бит для распространения электромагнитной волны между БС и MС. Пусть D – расстояние между двумя соседними БС, которое должна проехать МС при успешном хэн- довере, vm – скорость движения МС. Тогда полное время ожидания, связанное с процедурой хэндовера, D квадратурной фазовой модуляции [2; 4–6; 9]. Анализ графика зависимости вероятности успеш- ного хэндовера от скорости перемещения МС (рис. 3) показывает, что увеличение числа поднесущих в OFDM-символе с 100 до 300 позволяет обеспечить высокую вероятность успешного хэндовера при уве- должно удовлетворять условию TM ≤ m , следова- личении скорости движения МС от 20 до 25 м/с. Та- ким образом, увеличение скорости МС в 1,25 раза тельно, выражение (1) может быть представлено как требует увеличения количества используемых для ⎧M −1 ⎡ Ni L − L ⎤ передачи сигнала поднесущих в OFDM-символе в 3 ⎪ ⎢ (1 − [1 − P (γ )] i ) j 1 [1 − P (γ )] i ⎥ , ∏ ∑ b b b b ⎪ i =0 ⎢⎣ j =1 ⎪ ⎪ D раза, при достижении скорости движения более 20 м/с ⎦⎥ вероятность успешного хэндовера снижается до очень малых значений. Pу = ⎨если TM < v ; (3) Повышение вероятности успешного хэндовера ⎪ m ⎪0, в других случаях. ⎪ ⎪⎩ может быть достигнуто за счет применения кодов прямой коррекции ошибок (FEC – Forward Error Correction). 66 Вестник Сибирского государственного аэрокосмического университета имени академика М. Ф. Решетнева Pу 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0,003 0,006 0,009 0,012 0,015 0,018 0,021 0,024 0,027 Рb(γb) Рис. 2. Зависимости вероятности успешного хэндовера от вероятностей битовых ошибок Pу 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0 0 4,5 9 13,5 18 22,5 27 31,5 36 40,5 45 Vm, м/с 300 поднесущих 100 поднесущих 200 поднесущих Рис. 3. График значений вероятности успешного хэндовера в зависимости от скорости перемещения МС При заданной скорости MС можно оценить необ- 2k −1 2k −1 ⎛ 2k −1 ⎞ k −1 ходимый размер FEC-кода, который обеспечит тре- p ≈ ∑ j ⎜ ⎟P (γ ) j (1 − P (γ ))2 − j − буемое значение вероятности успешного хэндовера: k (2k −1 )2 j =t +1 ⎝ j b b b b ⎠ M −1 Pу = ∏ P( Ai ) = i =0 вероятность ошибочного приема кодовой комбина- ции, которая определяется типом применяемого кода FEC. M −1 ⎡ Ni − S ⎛ i −1 ⎞ − В [4; 9] рассматривается код Рида−Соломона. = ∏ ⎢∑ (1 − pi ) pi ⎥ ≈ ∑ ⎜ ⎟ p M (1 − p )i M . − Рассмотрим зависимости значений числа избыточ- i =0 ⎢⎣ j =1 ⎦⎥ i =M ⎝ M 1⎠ ных бит Nи , необходимые при различных скоростях Обозначения: D MС, чтобы достигнуть трех различных вероятностей успешного хэндовера: 0,5, 0,7 и 0,9 (рис. 4). Как вид- M −1 S = ∑ Ni i =0 ≤ vm − MT2 T1 – общее количество по- но, чем выше скорость MС, тем больше избыточных бит необходимо использовать в адаптивной схеме FEC – кода для обеспечения требуемой вероятности вторных передач; 67 Математика, механика, информатика осуществления хэндовера. Например, чтобы достиг- ⎛ 1 ⎞ ⎛ 3Γ ⎞ ⎡ ⎛ 1 ⎞ ⎛ 3Γ ⎞⎤ нуть вероятности 0,9 – 4, 15 и 32 бита должны быть Ps = 4 ⎜1 − ⎟ Q ⎜ ⎟ ⎢1 + ⎜1 − ⎟ Q ⎜ s ⎟ добавлены в каждое передаваемое сообщение, если ⎝ M ⎠ ⎝ M −1 ⎠ ⎢⎣ ⎝ M ⎠ ⎝ M −1 ⎠⎥⎦ MС осуществляет движение со скоростью Vm = 60, 80 и 90 км/ч соответственно. Таким образом, при увели- чении скорости движения МС в 1,5 раза для поддер- где Гs – значение отношения мощности сигнала к мощности на длительности символа принимаемого сообщения; М – число символов, используемых для жания требуемой вероятности успешного хэндовера требуется увеличение числа избыточных бит в 8 раз в данной схемы модуляции; Q( x ) = ∞ t 2 1 − e 2 dt – функ- одном сообщении. Nи π ∫ x ция ошибки. Если размер блока используемого FEC Lb, то FBER ≤ 1 − (1 − P )Lb [1; 3–5; 9]. Тогда пропуск- 40 35 30 Pу = 0,9 ная способность для М-позиционной схемы модуля- ции: R = (1 − FBER )η (bps/Hz), 25 где η = μr log2 M − спектральная эффективность 20 Pу = 0,7 Pу = 0,5 15 10 5 0 30 40 50 60 70 80 90 Vm, м/с Рис. 4. Зависимость количества избыточных данных от скорости MС Анализ эффективности применения адаптив- ных схем модуляции. Для поддержки требуемого размера установленного FEC могут быть использова- ны схемы модуляции с высокой спектральной эффек- тивностью. Такие схемы модуляции находят широкое применение в современных сетях широкополосного доступа. Применение конкретной схемы модуляции зависит от значения SNR на входе приемника: изме- ренное значение SNR на приеме по каналу обратной связи передается передатчику, который просматрива- ет пороговые значения для соответствующих схем модуляции и принимает решение, какая схема будет использоваться [1; 3; 4]. Однако такой подход не обеспечивает полную адаптацию системы к состоя- нию канала. Предлагается применять алгоритм поиска оптимального профиля пакета передачи данных, реа- профиля пакета, использующего М-позиционную схе- му модуляции; μ − число независимо передаваемых информационных символов на интервале длительности OFDMA символа; r – скорость кодирования. Таким образом, задача анализа эффективности применения соответствующих схем модуляции в се- тях широкополосного доступа заключается в выборе профиля пакета передачи данных, оптимально соче- тающего режим передачи антенной системы MIMO, схемы модуляции и кодирования и обеспечивающего при данном состоянии канала обслуживание потоков данных с заданным качеством. При этом считается, что распределение мощности по поднесущим осуще- ствлено ранее, известно значение SNR, требуемое значение FBER для заданного набора профилей паке- тов, результаты передачи предыдущего пакета. Сле- довательно, задача может быть сформулирована сле- дующим образом: для известного значения SNR x оп- ределить профиль пакета i из заданного множества USTBS = QPSK1/2, QPSK3/4, 16-QAM1/2, 16-QAM3/4, 64-QAM2/3, 64-QAM3/4} и USM = {16-QAM1/2, 16- QAM3/4, 64-QAM2/3, 64-QAM3/4}, обеспечивающего для подканала k максимальную пропускную способ- ность. Задача представляется в виде оптимизационной функции: Ri,k ( x) → max и ограничений: лизация которого позволит осуществлять передачи данных в канале с максимальной скоростью. qi,k ( x) ≤ Q; pi (ηi , ρ) > 0∀i, i ∈{1, 2, 3, ..., U }, Построение современных сетей широкополосного где Ri,k ( x) – пропускная способность в k-м субканале доступа осуществляется на основе стандартов IEEE при реализации i-го профиля пакета при известном 802.11 n, 802.16, LTE. значении SNR x; qi,k ( x) − значение FBER в k-м субка- В работе [3] приводятся выражения для канальной матрицы, коэффициента передачи канала, требования к значениям отношения уровня сигнала и помехе на приеме при использовании различных режимов про- нале при реализации i-го профиля пакета; функция приоритета i-го профиля пакета: ⎧ pi (ηi , ρ) – странственного кодирования и схем модуляции сиг- ⎪ηi I(qi , k ( x)≤Q)[I⎧⎪ ⎫⎪I{ρ=0} + нала. Согласно [1–4; 9], современные технологии ши- рокополосного доступа предусматривают использо- ⎪ ⎨i =arg max ηi I( qi , k ( x ) ≤Q ) ⎬ ⎪ ⎪⎩ j ⎭⎪ ⎪ U вание QPSK, 16-QAM и 64-QAM; QPSK эквивалентна pi (ηi , ρ) = ⎨+I⎧⎪ ⎫⎪I{ρ>0} ], для ∑I(qi , k ( x)≤Q) ≥ 2; 4-QAM. Следовательно, для определения вероятности ⎪ ⎨i ≠arg max ηi I( qi , k ( x ) ≤Q ) ⎬ i =1 ошибочного приема символа [3; 4; 9] можно исполь- ⎪ ⎪⎩ j ⎪⎭ ⎪ U зовать выражение для M-QAM схемы модуляции: ⎪ηi I(q ( x)≤Q) , для ∑I(q ( x)≤Q) = 1. i , k i , k i =1 68 Вестник Сибирского государственного аэрокосмического университета имени академика М. Ф. Решетнева Обозначения: ⎧1, если предыдущий пакет успешно передан; ρ= ⎨ ⎩0, иначе; I{} – индикаторная функция, которая принимает зна- чение 1 или 0 в зависимости от выполнения условий; сией. Коэффициент временной корреляции между двумя последовательными отсчетами ответа канала l-го пути распространения сигнала ⎧⎪J0 (2πf D,l Δt ), если Δt ≤ Tc ; βl = ⎨ 0, если Δt > T , η = μr log2 M филя пакета. − спектральная эффективность про- ⎪⎩ c Обозначения: Схема и описание алгоритма представлены в рабо- ∞ ((2πfD ,l Δt ) )2k те [3]. J0 (2πf D,l Δt ) = ∑ k =0 2 k !Γ(k +1) – функция Бесселя Моделирование проводилось в среде MATLAB. При моделировании рассматривалась одна ячейка и первого рода нулевого порядка; ∞ одна мобильная платформа, которая удалялась от ба- зовой станции, канал между БС и МС функционирует согласно технологии IEEE 802.16e. Проводится оцен- Γ(k +1) = ∫ t k e−t dt 0 − гамма-функция; ка двух показателей производительности: FBER и f D,l − максимально значение частоты Доплера для нормализованной пропускной способности. Блок ARQ состоит из одного подканала и двух квантов времени, два несмежных физических кластера обра- частоты fc и скорости движения v; Δt − интервал времени между двумя отсчетами; 0, 423 зуют подканал. Исследовались следующие положения: влияние Tc = D − время когерентности для данной час- управляющих сообщений, скорости движения МС, скорости движения МС на корректировку SNR, адап- тивного ARQ. При моделировании канала связи рас- тоты и скорости движения МС. Определение спектра мощности доплеровской частоты осуществлено согласно выражению [5–8] сматривается пригородная зона и используется COST 231Hata модель потерь мощности на трассе распро- странения сигнала. S Δf ⎧ ⎪ = ⎪ πf 1 2 ⎛ Δf ⎞ − для Δf ≤ f D ; Потери на замирания в канале согласно рекомен- дации форума WiMAX 10 дБ для моделирования мо- ( ) ⎨ ⎪ ⎪ D 1 ⎜ ⎟ ⎝ D ⎠ бильного WiMAX. Моделирование многолучевого распространения сигнала проводилось с использова- ⎩0 для Δf > f D , нием ITU-R модели канала B [3; 4; 5–7; 9]. Ответ ка- где Δf − разнос данной частоты и центральной час- нала каждого пути смоделирован как независимая комплексная гауссовская случайная переменная с ну- левым средним значением и σ2 – дисперсией. В ре- зультате огибающие ответов канала можно рассмот- реть как независимые, имеющие рэлеевское распре- деление случайные переменные с одинаковой диспер- тоты субканала. Моделирование проводилось при движении МС от БС, угол между вектором скорости МС и направление на БС равен 180º. Графики значений пропускной спо- собности субканала при движении МС со скоростями 60, 90, 120 км/ч от БС показаны на рис. 5. 5 4,5 4 3,5 3 2,5 2 1,5 1 V = 60 km/hr V = 90 km/hr V = 120 km/hr 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 Время наблюдения, с Рис. 5. Пропускная способность системы при удалении МС от БС 69 Математика, механика, информатика Таким образом, применение метода повторных пе- редач управляющих сообщений требует значительных временных и частотных ресурсов: при увеличении скорости передвижения МС в 18 раз с 50 до 900 км/ч потребуется более 5 тыс. несущих частот; использо- вание помехоустойчивого кодирования с возрастани- ем скорости передвижения в 10 раз потребует шести- десятикратного увеличения количества проверочных бит помехоустойчивого кода в кодовой комбинации передаваемых данных. Пропускная способность субканала значительно снижается при удалении МС от БС (см. рис. 5). Это объясняется тем, что механизм адаптации к измене- нию условий передачи сигналов в субканале с удале- нием переключается на схемы модуляции с низкой спектральной эффективностью. Следовательно, рассмотренные методы не позво- ляют повысить эффективность функционирования высокомобильного абонента в сетях широкополосно- го доступа. Поэтому возникает необходимость разработать метод, который в сочетании с рассмотренными выше обеспечит обработку потоков данных высокомобиль- ного абонента с заданным качеством. Этот вопрос будет рассмотрен в следующей работе.

Sobre autores

S. Nazarov

Email: art3456@rambler.ru.

E. Averianov

Email: art3456@rambler.ru.

A. Shagarova

Email: nutka82@list.ru

A. Nazarov

Email: art3456@rambler.ru.

N. Kaseeva

Email: nat53880735@yandex.ru.

Bibliografia

Arquivos suplementares